单端多路输出反激变换器的设计及应用

蔡俊 郑宝君

（安徽理工大学电气与信息工程学院 安徽省淮南市 232001）

随着经济发展，一次能源消耗量不断提升，可供开采化石能源逐年减少，为保护环境，节约资源，必须提升可再生能源的利用率。绿色的理念驱使人们更多采用新能源，推动了锂电池行业的发展，在充电系统就逐渐形成了“充电桩为主、充电站为辅”的充电网络。智能充电系统的控制器、驱动电路和反馈电路等需要不同电压等级的低压直流电源，同时由于充电系统内部的强电磁干扰，一些精密的开关电源无法直接采用。

反激变换器是在 Buck-Boost 变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种 DC /DC 开关变换器。由于具有易于实现、允许较宽输入电压、允许使用大控制器的优点，还可以自动均衡各路输出负载，反激变换器常用于小功率场合，适合应用于大功率设备的辅助电源及功率开关的驱动电源。

1 工作原理

反激，意为开关管关断时电感中必须释放的能量。图1所示为典型的反激变换器拓扑，它的工作过程为：开关管导通阶段，整流后的交流输入电压加至变压器原边绕组，MOSFET 漏极同名端电压下降，输出同名端二极管阳极电压下降，二极管反偏，副边绕组中无电流流过，电源输入能量储存在原边电感中；开关管关断阶段，储能经同名端释放至副边电感，此时副边二极管正向导通，电感，二极管，电容形成续流回路，输入电源能量最终通过电容给负载供能。最终，电路以固定开关频率无限次地重复导通—关断—导通的开关过程。图1中，原边与副边匝数比，即：N/N=n。

图1中原边X 处为开关管、电感和二极管的公共结点，称为交换节点。该结点是电感电流从原边转到副边输出的转向点，电流从电感流入节点后，既可以从二极管流出，也可以从开关管流出，这取决于开关状态。反激变换器中使用了变压器提供电气隔离，所以有两个交换节点，在此原边和副边的节点是等效的。在本设计中，共有四路输出，所以有5个交换节点。

图1：反激变换器拓扑

2 系统参数设计

本系统的整体结构如图2所示，380V 交流输入，经整流滤波后输出V，通过分压后给控制板供电，输出PWM控制MOSFET 开关，将电源输入能量经变压器送到输出端，在输出滤波后，得到四路直流电源输出。

图2：系统总体结构图

2.1 整流滤波电路

单相380 交流电通用输入为342V～406V，50Hz 交流电经过全波整流后变成脉动直流电压，再通过输入滤波电容得到直流高压。理想情况下，整流桥的导通角为180 度，但是由于滤波电容器C的作用，仅在接近交流峰值电压处的很短时间内，才有输入电流经过整流桥对C 充电。因此整流桥实际通过的是窄脉冲电流。

整流桥的主要参数有反向峰值电压U和平均整流电流I，整流桥的反向击穿电压U应满足：

其中η 为电源效率，因为输出电压较高，故η=0.85；cos φ 为功率因数，全桥整流功率因数的典型值为0.57，所以这里cos φ=0.57。

由式（1）（2）得出U=717.7V，I=0.14A。所以整流桥选择四只1.6kV，1A 的快速二极管做整流管。

电流有效值与开关频率无关，所以开关频率的变化不会影响反激变换器输入电容的大小。因此，输入电容的选择依据是它能承受的输入电流纹波。输入滤波电容按照3μF/W的原则，采用100μF 的极性电容。为避免初次上电时，由输入电容引起的巨大电压尖峰，在输入极性电容旁并联一电解电容，以衰减输入振荡。

2.2 钳位电路

电路达到稳态时，输出电容电压稳定为V，通过交换节点折算回原边侧，折算后电压为V=V*n，则开关管关断时，漏极处电压升至V+V。漏源电压过高时，MOSFET 可能会被雪崩击穿，或被过量的热耗散损坏，为保护开关管不受损害，此时需要使用钳位电路，本设计选用的是无源RCD 钳位。同时，为取得良好的效率，钳位电压取折算电压的40%，即V=1.4*V。

MOSFET 漏源电压降额因子确认为K=15%，估算二极管产生的过脉冲幅度为20V，选取高质量漏极电压BV=600V 的MOSFET，则V=0.15*BV-20-V（3）

钳位电路选择RCD 无源结构：

通过计算可得，钳位电阻为2.01kΩ，钳位电容为0.025μF。

钳位电容的电压额定值应大于1.5 倍电压，所以钳位电容选择25μF，250V。

钳位电路中的阻断二极管应使用快速或超快恢复二极管，有助于提高电源效率，开关管关断时，阻断二极管反向电压值应大于1.5 倍V，所以这里直接采用整流桥用的快速二极管。

2.3 变压器

在反激变换器中，电感既有储能作用，也能提供电网隔离。由于原边和副边电感不是同时流过电流，反激变换器的变压器设计，实际是视为耦合电感设计的。

假设输出二极管正向压降V=1V，则输出匝比

通过式（6），可以得出24V 匝比为3.143，15V 匝比为4.911。

由于输入高，5V 输出太小，匝比会非常高，影响电源整体输出效率，所以采用降压稳压器LT3971A-5，该稳压器输入为6.3V-38V，输出5.15V，这里使用24V 作为输入。

本设计中，开关频率f=100kHz，则伏秒积

则副边24V 输出电感值为283.8μF,15V 输出电感值为116.2μF。

2.4 占空比

把全部输出功率32.75W 都归算到15V 输出时，输出电流I=2.183A，折算回原边，得

设本电源效率η=85%，可得平均输入电流

计算得D=0.152，高输入电压对应小的D，所以本设计工作于断续导通模式（DCM）。由于它的一阶性能和内在的逐周电流保护，反激变换器具有工作环路稳定性好的特征。反激变换器对变压器的输入抑制性能优越，有利于系统稳定性。DCM 与连续导通模式（CCM）相比，原边电感更小，工作于强电磁环境时，受到的干扰更小。

电感储能释放时，电流以一定斜率下降，电流纹波因此形成。最优电流纹波定义为0.4，但是为取得高效率，纹波r取0.5，可得电流纹波下的峰值电流

2.5 输出二极管

四路输出的交换节点处都有二极管，在开关管导通时反偏，用作逆向电压保护，防止副边电感电流在开关时刻反向。

副边绕组最大峰值反向电压

四路输出的最大峰值反向电压分别为：177.892V、113.4916V、113.4916V、177.892V，这里统一选用PIV=200V 的快速二极管，并采用两个小电流二极管并联的连接方式，以降低正向压降。

2.6 输出滤波

选输出电容需要同时满足以下三个约束条件：

（1）最大输出纹波峰峰值小于输出电压的1%，即V=0.05V

（2）负载突增时，可接受的最大电压下垂量为：∆V=0.25V

（3）负载突增时，可接受的最大超调量为：∆V=0.25V

由上述三个约束条件，最小输出电容为：

四路输出的约束条件计算结果如表1所示。

表1：四路输出滤波电容计算结果

根据表1计算得24V 输出滤波电容为60μF，所以选用100μF、额定电压35V 的电解电容；15V 输出滤波电容为9μF，所以选用10μF、25V 的电解电容；-15V 输出滤波电容为6μF，所以选用10μF、25V 的电解电容；24V 输出滤波电容为60μF，所以选用100μF、35V 的电解电容。

3 仿真验证

使用图2所示的仿真电路结构，在仿真软件上构建电路模型，进行仿真。

仿真过程中，对参数设计进行部分更改如下：使用10pF 的电容，接在MOS 管源极和漏极之间，模拟开关管的寄生电容；考虑到变压器的原边漏感，将变比设为0.98；因为要观察输出电流情况，所以在输出电压与地之间使用计算得到的电阻充当负载；为避免仿真时间过长，只进行200ms的暂态仿真。

对仿真结果进行归纳，总结如下：

24V，±15V 三路输出均在120ms 时达到稳态，5V 输出因为采用了宽范围稳压器，在20ms 内达到稳态。同时，在180ms～200ms 时间内，四路输出的纹波均未超过0.2V。由此可以得出：在200ms 内，四路直流电源均实现稳定输出。

比较稳态时变压器原边电感电流I(L1)、副边24V 电感电流I(L2)和副边15V 电感电流I(L4)的输出波形，会发现电源虽然工作在DCM，但电感电流均未出现典型的振铃信号。

通过对比表2数据，可以发现仿真值比计算结果稍好，但两者非常接近，造成差异的主要原因是反激变换器的高峰值电流、漏电感难以控制、输出纹波交流成分大的缺点在仿真中没有得到充分体现，仿真效率高于计算效率。

表2：电感电流计算值与仿真值对比

4 电路测试

将设计好的电路制作完成后，使用示波器测试其空载参数。本实验中，使用数字式示波器2 通道分别测四路输出，选用10 倍放大，结果整理如表3所示。

表3：空载时四路输出电压参数

由表3中的数据可知，空载时电压纹波比较大，尤其是5V 输出，纹波超过2%，其余三路输出纹波均在1%以内。考虑到是空载，而反激变换器可以自动均衡各路输出负载，所以经实验确认，本电源能够保持稳定可靠工作。

5 结论

本文基于反激变换器设计了一种高频开关电源，在通用输入342V～406 V、50Hz 的情况下，经全波整流，PWM 驱动MOSFET，由变压器进行功率分配，输出四路直流电源：24V/1A、15V/100mA、-15V/150mA、5V/1A。本设计工作于DCM，稳定性高，可用于充电系统的辅助电源及驱动电源。仿真结果证明，计算过程可行，实验结果表明，单端反激变换器具有宽输入范围，易于实现，且输出精度较高，能在输入电压浮动时，保持电源正常工作，具有较高稳定性和可靠性，达到预期效果。