非隔离型防电流反灌技术在宇航领域中的研究与应用

汪 超，王邦兴，王 涵，葛科勇，史传洲

（上海空间电源研究所，上海 200245）

随着中国航天事业的快速发展，卫星可靠性的要求日益提高，DC-DC 二次电源作为卫星载荷的直接供电分系统，其可靠性直接影响着卫星载荷能否正常工作[1-3]。因此对航天器二次电源分系统的体积、重量、效率、可靠性等方面提出了更高的要求。为了提高二次电源的工作效率，越来越多的电压变换器引入了同步整流技术。Buck 变换器作为二次电源的主要拓扑之一，在宇航电路中，其利用Mos 管替代Buck 变换器中的续流二极管以实现同步整流技术。由于Mos 管的导通阻抗较小，其电流流过时的压降明显小于二极管的正向导通压降，从而显著降低二次电源系统的损耗，大幅提升效率。

虽然同步整流模式下的Buck 变换器的工作效率大幅提升，但是同步整流技术也带来了新的问题[4-5]。当输出功率较大时，Buck 变换器工作在连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode）下，电感电流通过同步整流管续流。当输出功率较小时，Buck 变换器工作在强制电流连续模式（FCCM，Forced Current Continuous Mode）下，在同步整流管续流过程中，电感电流会反向流动，此时同步整流管不会关断，输出端电容的能量会通过同步整流管向大地形成反灌。这一工况降低了系统的效率，严重时会使得Mos 管损坏，从而影响系统的稳定性和可靠性[6-8]。

虽然市场上有多种防电流反灌的同步整流芯片，但是其不具备抗辐照特性，且工作温度范围较窄，无法在极端的太空环境中正常工作，不满足可靠性和稳定性要求[9-10]。

本文基于同步整流模式控制的Buck 变换器，设计了一种适用于非隔离型同步整流模式的二次电源防电流反灌电路。该电路逐周期检测同步整流管关断后，高端Mos 管导通前这一死区时间内Vds端电压的高低电平状态，当Vds端的电压为高时，防电流反灌电路输出相应的控制逻辑，关断下一个周期同步整流管的驱动电压，使Buck 变换器工作在断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），以提高系统的可靠性和稳定性。

1 防电流反灌电路的理论分析

基于Buck 电路的防电流反灌电路如图1 所示。其由3 部分构成，第一部分由Q1、Q2、Q3、R1、R2、R3、R4及R5组成。当Buck 变换器处于连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode）时，若M1由关断变为开通，则D1点会先于D2点变为高电平，所以在M1导通期间内，三极管Q1、Q3将D3、D4点的电压始终钳位至低电平。当M1关断时，电感电流在死区时间内通过M2的体内二极管续流，当M2开通后，电感电流通过M2续流，所以在M1关断期间内，D2点电压也始终为低电平。综上，在连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode）下的整个周期内，D3和D4点始终为低电平。当Buck变换器处于强制电流连续模式（FCCM，Forced Current Continuous Mode）时，即电感电流过零，由于输出电容能量的反灌，使D2点电压在M2关断后，M1导通前的死区时间内先于D1点变为高电平，超前的时间为死区时间t1，如图2 所示。因此D4点电压在t1内同为高电平，并使得三极管Q4导通，自锁电路工作，导通后D4点电压被钳位至三极管内部PN 结的导通压降。D3点电压始终跟随D2点，因此在M2再次导通之前，三极管Q2始终将D5点电压钳位至低电平，以防止Q1和Q3在这期间导通。

图1 防电流反灌电路图

图2 D2 点电压时序

第二部分是由Q4、Q5、R7、R8、R9及R10组成的自锁电路，当Buck 变换器工作在连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode）下，D4点电压始终为低电平，则自锁电路不工作，S1 持续为低电平状态。当Buck 变换器工作在强制电流连续模式（FCCM，Forced Current Continuous Mode）下，D4点电压在死区时间t1内为高电平，三极管Q4导通，自锁电路工作，S1 持续为高电平状态。

第三部分由控制电路组成，当S1 的状态为低时，表明Buck 变换器处于连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode），则控制电路输出互补的控制驱动，当S1 的状态为高时，表明Buck 变换器处于断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），则控制电路不输出M2的控制驱动，让Buck 电路工作在断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）下，防止输出端电容的能量通过M2向大地反灌。

在实际工程应用中，防电流反灌电路可实时监测Buck 变换器的工作模式，一旦其检测到Buck 变换器从连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode）转变为强制电流连续模式（FCCM，Forced Current Continuous Mode）时，控制电路则不输出M2的控制驱动，使其工作在断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），控制时序如图3 所示。

图3 CCM 转DCM 控制时序

当输出功率由轻载慢慢变为重载时，防电流反灌电路一旦检测到Buck 变换器转变为连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode），则控制电路输出M2的控制驱动，使Buck 变换器通过M2进行续流，控制时序如图4 所示。

图4 DCM 转CCM 控制时序

2 仿真结果及分析

使用Saber 软件进行电路级仿真及验证，具体电路图如图1 所示，其中输出电感量为4.5 μH，Vin=5.5 V，Vout=3 V，系统工作频率为100 kHz，自锁电路供电为5 V。当输出电流由3 A 跳变为0.8 A，仿真结果如图5 所示。Vgs-M1为高端功率管M1的驱动波形，i（L）为输出电感的电流波形，Vds-M2为低端功率管的Vds波形，Vgs-M2为低端功率管的驱动波形。由图5 可知，当Buck 变换器工作在连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode）时，控制电路为M1和M2输出互补的控制驱动，说明防电流反灌电路不影响Buck 变换器在连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode）下工作。当输出电流跳变为0.8 A 时，防电流反灌电路检测到Buck 变换器工作模式的转变，迅速关断M2功率管，使Buck 变换器工作在断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）下，以防止电流反灌。

图5 CCM 转DCM 仿真波形

当输出电流由0.8 A 转变为3 A 时，仿真结果如图6 所示。当输出电流为0.8 A 时，防电流反灌电路不输出M2功率管的控制驱动，使其工作在断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）下，当输出电流跳变为3 A 时，防电流反灌电路为M1和M2输出互补的控制驱动，Buck 变换器通过M2进行续流。

图6 DCM 转CCM 仿真波形

3 实验结果及分析

根据理论和仿真结果，搭建图1 的带有防电流反灌电路DC-DC 二次电源实物模块，具体参数与仿真模型一致。通过实物进一步验证防电流倒灌电路的实际可操作性。

3.1 稳态时工作波形分析

图7（a）为稳态输出电流为0.8 A 时的测量结果，图7（b）为稳态输出电流为3 A 时的测量结果。图中第一行为M1的Vgs电压波形，第二行为输出电感电流波形，第三行为M2的Vds电压波形，第四行为M2的Vgs波形。由图7 可知，当输出电流为0.8 A 时，电路处于断续导通模式（DCM， Discontinuous Conduction Mode），在防电流反灌电路的作用下，M2无驱动电压。当输出电流为3 A 时，电路处于连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode），此时M1，M2有互补的驱动波形。

图7 稳态测量波形

3.2 瞬态工作波形分析

图8（a）为输出电流由0.8 A 跳变为3 A 时的测量波形，图8（b）为输出电流由3 A 跳变到0.8 A 时的测量波形。图8 中第一行为M1的Vgs电压波形，第二行为输出电感电流波形，第三行为M2的Vds电压波形，第四行为M2的Vgs波形。

由图8（a）可知，当输出电感电流为0.8 A 时，Buck变换器处于断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），M2无驱动电压，Buck 变换器处于二极管模式。当输出电感电流跳变为3 A 时，Buck 变换器由断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）变为连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode），防电流反灌电路检测到Buck 变换器工作模式变换后，为M1，M2输出互补驱动，Buck 变换器工作在同步整流模式。由图8（b）可知，当输出电感电流为3 A时，Buck 变换器处于连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode），Buck 变换器工作在同步整流模式。当输出电感电流跳变为0.8 A 时，Buck 变换器由连续导通模式（CCM，Current Continuous Mode）变为断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode），防电流反灌电路检测到Buck 变换器工作模式变换后，不输出M2的驱动，Buck 变换器工作在二极管模式。综上，带有防电流反灌电路的Buck 变换器实测波形与仿真波形一致。

图8 瞬态测量波形

3.3 输出电容阵带电开机时工作波形分析

图9 为输出电容阵带电开机时的测量结果，图中第一行为Buck 变换器输出电压波形，第二行为输出电感电流波形。由图9 可知，由于防电流反灌电路抑制了电流的反灌，使得输出电容阵带电开机时不会产生开机瞬间输出电压突降的现象，输出电压保持直线上升，因此有效避免了输出电容阵的能量传递至输入侧，导致DC-DC 二次电源损坏的问题。

图9 输出电容阵带电开机时波形

4 结论

本文提出了一种适用于非隔离型同步整流模式的二次电源防电流反灌电路，通过逐周期检测同步整流管关断后，高端Mos 管导通前这一死区时间内Vds端电压的高低电平状态，实现当Buck 变换器处于断续导通模式（DCM，Discontinuous Conduction Mode）时，关断低端Mos 管的驱动电压。仿真和实验研究表明，该防电流反灌电路能有效防止电流反灌，保证了DC-DC 二次电源在各种工况下的安全高效工作。具有效率高，器件少，简单可靠，适用于各种非隔离型拓扑等优点，具有很高的应用价值。