光子防火墙中42 Gbit/s BPSK 信号4位全光模式匹配系统及实验验证

张琦涵，巩小雪，李瑞，李新，黄善国，郭磊,4

（1.东北大学计算机科学与工程学院，辽宁 沈阳 110819；2.重庆邮电大学智能通信与网络安全研究院，重庆 400065；3.北京邮电大学电子工程学院，北京 100876；4.杭州中科先进技术研究院，浙江 杭州 310005）

0 引言

随着第五代固定网络（F5G,the 5th generation fixed network）时代的到来[1]，全光纤联接、超大带宽和极致体验的基本要求使光网络成为部署最广泛且最重要的通信基础设施之一。光网络将不可避免地承担越来越多的诸如金融交易、医疗记录和机密知识产权等敏感信息的传输。尽管可有效抗击电磁干扰的光纤曾被认为是安全的数据传输介质，但随着英国直接从光缆上获取信息的“颞颥计划”[2]的曝光以及众多威胁光纤传输安全的技术（如光纤物理接入窃听[3-5]、高功率信号注入和低速率信号串扰[5]等）不断成熟，安全的光纤传输系统也开始引起越来越多的关注。

近20 年来，为了提高光纤传输的安全性，出现了很多光网络解决方案。例如，使用全光逻辑门进行光信号的加解密[6]、光隐写术[2]、混沌激光通信[7]和光子防火墙[8]等各种主动的或被动的光层安全技术。其中，与电子防火墙的功能类似，光子防火墙通过检查每个部署了光子防火墙节点的数据包，并根据预先配置的规则和策略决定对甄别出来的特定数据执行某些操作，可称为光网络抵御网络攻击的第一道防线。欧盟的WISDOM（wirespeed security domains using optical monitoring）项目[9]是目前最成功的光子防火墙研究，该项目证明了使用全光信号处理技术的光子防火墙可以避免通信节点内部的光电光转换，同时在保证系统一定体积、成本和复杂度的情况下可有效将信息处理速率提高至42.6 Gbit/s。

文献[9]表明全光模式匹配系统是光子防火墙中的核心组件，它可以在光网络中识别输入序列中是否存在设定的目标序列。光子防火墙后续的策略执行全都依赖于全光模式匹配系统的识别结果，只有全光模式匹配系统的识别速率高，光子防火墙的处理速率才可能高。文献[8]已经验证了WISDOM 项目42.6 Gbit/s的信号识别。限于时代特征，该系统仅能处理当时应用较为广泛的开关键控（OOK,on-off keying）调制或强度调制（IM,intensity modulation）信号。此后，随着处理速率的要求不断提高，陆续出现了几种改进型系统。例如，文献[10]将文献[8]的串行循环识别结构替换为并行结构，在提高识别效率的同时仍能处理40 Gbit/s 速率的信号；文献[11-12]通过将文献[8]中的半导体光放大器（SOA,semiconductor optical amplifier）替换为高非线性光纤（HNLF,high non-linear fiber），从而避免了SOA 中载流子恢复时间长而导致的处理速率受限问题，将识别速率提高到80 Gbit/s和160 Gbit/s。尽管文献[10]的并行结构方案和文献[11-12]将SOA 替换为HNLF 方案都提高了处理速率，但处理的数据格式仍然是OOK 调制，这种调制格式已经不能满足当前F5G的发展要求，新方案必须能支持相位调制以使更多高阶调制格式可以应用于F5G。为此，又出现了针对相位调制格式的全光模式匹配系统。例如，文献[13-15]设计了适用于二进制相移键控（BPSK,binary phase shift keying）信号的全光模式匹配系统，这些系统也使用了HNLF，处理速率高达100～200 Gbit/s。文献[16-17]虽然设计了适用于正交相移键控（QPSK,quadrature phase shift keying）信号的全光模式匹配系统，也通过HNLF 使处理速率提高到200 GBaud，但由于其只能识别输入QPSK 序列的一路信息，这仅相当于针对一路BPSK 调制格式的输入序列进行识别，处理速率只能等效为200 Gbit/s。遗憾的是，虽然支持相位调制格式的全光模式匹配系统设计的处理速率不断提高，但还都仅限于数值仿真说明，在实验验证方面，支持相位调制格式的全光模式匹配系统还处于初级阶段。文献[18-19]在平面光波导（PLC,planar lightwave circuit）上针对BPSK 信号分别设计了固定目标序列和可编程目标序列的全光模式匹配系统，速率均达到40 Gbit/s。但文献[18-19]方案都需要在PLC 上设计特定的光路且需要使用光子集成技术做成专用光学芯片，造价和时间成本高。文献[20]以文献[8]为基础，针对BPSK 信号设计了全光模式匹配系统，并使用分立的商用光学器件构建实验系统，器件易获得，系统扩展性好，但系统最终的处理速率仅有2.174 Mbit/s。因此，针对BPSK 信号，设计能够进行实验验证的高速全光模式匹配系统，对实现高速光子防火墙并推动其在F5G 时代的应用具有非常重要的理论意义和现实价值。

本文主要的研究工作如下。

1) 设计了光子防火墙中针对BPSK 信号的高速全光模式匹配系统，并使用可获得的商用分立光学器件搭建了实验系统进行验证。

2) 详细分析了设计的全光模式匹配系统的实现原理，通过求解四波混频（FWM,four-wave mixing）过程的耦合振幅方程得到输出信号的具体表现形式。并根据该表现形式得到了能够实现全光模式匹配功能的具体条件，该条件可用于指导实验过程中间信号的质量测量。

3) 仿真结果表明，所提系统能够从有限长度的输入序列中正确地识别到目标序列，且表征全光模式匹配结果的高电平脉冲输出的位置就是目标序列的最后一位在输入序列时间窗中的对应位置；实验结果也证实，所提系统可以在长度为8位的42 Gbit/s BPSK 输入序列中识别出4位目标序列，进一步验证了BPSK 信号的全光模式匹配的可行性。

1 实现原理

BPSK 全光模式匹配系统原理如图1 所示。详细分析之前，为解释所提系统实现全光模式匹配功能的原理，进行如下理想化假设。

1) 忽略连续激光二极管（LD,laser diode）的线宽影响，则LD1和LD2的输出在时域上可视为常数。

2) IQ 马赫−曾德尔调制器（IQ-MZM,in-phase and quadrature Mach-Zehnder modulator）为单驱推挽结构，忽略其衰减且假设其子MZM和母MZM的消光比都为无穷大，则2 个IQ-MZM 内各个MZM的上下臂分光相同。

3) BPSK 调制格式的光信号为窄带信号，可以认为输入HNLF 中的几个光信号准连续。

4) 忽略HNLF 中的泵浦功率损耗，且假设泵浦功率远大于信号功率。

5) IQ-MZM的输出光纤为保偏光纤，可以认为所有在HNLF 中发生的FWM 现象都对齐同一个线性偏振态。

6) 只考虑HNLF的前向传播结果，忽略受激布里渊散射（SBS,stimulated Brillouin scattering）对输出结果的影响；窄带信号输入以及几个光信号较近的工作波长使受激拉曼散射（SRS,stimulated Raman scattering）的影响不在输出结果的带宽范围内，忽略SRS 对输出结果的影响。

下面，详细分析BPSK 信号实现全光模式匹配功能的原理。由图1 知，针对BPSK 信号的全光模式匹配系统包括3 个主要过程：正负IM 信号的产生、第一次四波混频FWM1和第二次四波混频FWM2。

图1 BPSK 全光模式匹配系统原理

在正负IM 信号的产生过程中，输出波长不同的LD1和LD2分别输入2 个IQ-MZM 中，设LD1的输出幅值为常数c1，中心频率为f1；LD2的输出幅值为常数c2，中心频率为f2。每个IQ-MZM 事先由各自的直流偏置（DC,direct current bias）设置为如下的工作点：设置每个IQ-MZM的I 路子MZM工作在最小点（Null）；设置每个IQ-MZM的Q 路子MZM 工作在最大点（Peak）；设置LD1输入的IQ-MZM的母MZM 工作在Peak；设置LD2输入的IQ-MZM的母MZM 工作在Null。由于2 个IQ-MZM都是通过集成光子技术制成的分立光器件，每个IQ-MZM 中各MZM 刻写在同一衬底上且为保证上下臂光信号的干涉各MZM的上下臂长度应一致，不存在因光路长度不同引起的相位不一致问题，这可以在实验中避免使用复杂的锁相环电路。于是上述设置的DC 可使每个IQ-MZM的I 路子MZM 输出BPSK 信号而Q 路子MZM 分别输出与各自I 路同相的相干载波和反相的相干载波，最终每个IQ-MZM的I 路BPSK 信号和Q 路相干载波经母MZM 干涉后将输出互为反向的IM 信号，上述设置的具体解释如式(1)～式(4)所示。

设2 个IQ-MZM的I 路射频输入为任意波形发生器通道1（AWG CH1,channel 1 of arbitrary waveform generator）输出的2 个互为差分的双极性不归零（NRZ,non-return to zero）信号EBPSK(t)和−EBPSK(t)，二者因同为CH1的输出而保持时间起点的同步。如此2 个IQ-MZM的输出端将输出2 个互为反向的IM 信号PBPSK−P(t)和PBPSK−N(t)，如式(1)和式(2)所示。

得到互为反向的2 个IM 信号之后，将反向的IM 信号经过时域延时线（TDL,time delay line）TDL1延迟一个符号的时间τ，再与未经延迟的正向IM 信号经波分复用器（MUX,multiplexer）耦合，送入下一个主要过程——FWM1。

在FWM1中，经掺铒光纤放大器（EDFA,erbium doped fiber amplifier）EDFA1放大后的信号耦合进HNLF1中即可激发2 个简并的FWM 过程，分别在中心频 率 2f1−f2和2f2−f1处生成 闲频信 号IAND−11(z,t)和IAND−12(z,t)，FWM 过程的中心频率变化如图2 所示。

图2 FWM 过程的中心频率变化

每个简并FWM 过程都可用一组由正向输入的IM 信号PBPSK−P(t)、经过延迟的反向输入IM 信号PBPSK−N(t−τ)和FWM 生成的闲频信号IAND−11(z,t)或IAND−12(z,t)参与的耦合振幅方程[21]描述，分别如式(5)和式(6)所示。

其中，z的增长方向为信号沿光纤的前向传播方向；γ为HNLF 在工作波长λc附近的平均非线性参量；Δk11=βBPSK−N+βAND−11−2βBPSK−P，Δk12=βAND−12−2βBPSK−N，其中，βBPSK−N 为窄带信号PBPSK−N(t−τ)在中心频率f2处的传播常数，βAND−11为窄带信号IAND−11(z,t)在中心频率 2f1−f2处的传 播常数，βBPSK−P为窄带信号PBPSK−P(t)在中心频率f1处的传播常数，βAND−12为窄带信号IAND−12(z,t)在中心频率 2f2−f1处的传播常数，Δk11和Δk12为由各中心频率处的传播常数表示的相位失配参量，变量上的杠线如为该变量的共轭。

求解式(5)和式(6)可得到FWM 过程新生成的闲频信号IAND−11(z,t)和IAND−12(z,t)，结果分别如式(7)和式(8)所示。

经分析可知，式(7)和式(8)的主要部分来自M(t)和M′(t)，这部分的结果将影响FWM 过程最后的作用效果。为简化分析，这里可考虑令再利用EMax将EBPSK(t)和EBPSK(t−τ)归一化为E(t)和E(t−τ)，易知，归一化后二者的取值将只有+1 或−1。于是式(7)和式(8)中的主要部分M(t)和M′ (t)可表示为

显然，M(t)和M′ (t)的幅值是互为反向的。由E(t)和E(t−τ)的取值可以列出M(t)和M′ (t)的真值表，如表1 所示。

表1 M (t)和M ′(t)的真值表

将FWM1生成的2 个AND 结果经由傅里叶光学滤波器（FD-OP,Fourier domain-optical filter）FD-OP1滤出，把其中一个AND 结果IAND−12(z,t)经TDL2 延迟2 个符号的时间2τ后与未经延迟的AND 结果IAND−11(z,t)通过MUX 耦合，即进入最后一个主要过程——FWM2。

在FWM2中，经EDFA2放大后的耦合信号耦合进HNLF2中再经历一次FWM 过程，可在中心频率2(2f1−f2) − (2f2−f1)=5f1− 4f2处生成 闲频信 号IAND−2(z,t)，如图2 所示。则输入信号IAND−11(z,t)、IAND−12(z,t− 2τ)和生成的闲频信号IAND−2(z,t)应满足如式(10)所示的耦合振幅方程。

其中，Δk2=βAND−12+βAND−2−2βAND−11，其含义与式(5)或式(6)相似。由于IAND−2(z,t)是FWM2过程的结果，将FWM1过程生成的完整结果代入后求得的结果将异常复杂，这里借用式(9)提取的M(t)和M′(t)来表示式(10)的求解结果，如式(11)所示。

易知，FWM2生成的闲频信号IAND−2(z,t)的主要部分将由M2(t)M′(t−2τ)决定。由表1 可知，M2(t)M′(t−2τ)的可能取值只有0和+64 这2 个值，其中，只有当E(t)=+1、E(t−τ)=− 1、E(t−2τ)=+1和E(t−3τ)=−1时，M2(t)M′(t−2τ)才能取得高电平+64，也就是所提系统将只对目标序列−1,+1,−1,+1（0101）输出高电平，即对该目标序列实现了全光模式匹配功能。显然，输出高电平的位置也指示了输入序列中目标序列最后一位1 对应的位置。最后，直接通过FD-OP2将带有全光模式匹配结果的闲频信号IAND−2(z,t)滤出，再经过光电探测器（PD,photodiode）进行光电转换，即可从示波器（OSC,oscilloscope）中观测到针对目标序列0101的识别结果。

需要说明的是，实现原理虽然说明本文所提系统仅能对目标序列0101 进行全光模式匹配，但在本文的实验条件下已能验证其高速性和有效性，并适用于未来的高速光子防火墙。如果希望对更多位任意的目标序列进行全光模式匹配，则需要重新修改图1的器件连接并增加进行AND 操作的FWM过程。文献[10]给出了一种与本文类似的并行识别结构，但由于多个AND 操作所用器件太多，并不适用于本文实验条件下的实验验证。

2 仿真验证

2.1 仿真平台与参数设计

本文使用光纤传输系统仿真软件VPI Transmission Maker 9.5 对所提系统进行仿真验证，系统设置如图1 所示。为了使仿真系统尽可能地与实验相接近，仿真时选用的参数几乎都选用了实验所用元器件型号参数的典型值，如表2 所示。

表2 仿真参数

表2中给出的条目是依照仿真软件对元器件的设置参数，可以与工程上常用的参数互相转化，如电放大器（EA,electrical amplifier）的饱和功率可以指明输入 IQ-MZM 中的信号最大幅度由式(9)的假设可知，理想的EMax=VπRFπ ≈ 2.55V，这里依照表2 设置的参数与该值已十分接近。式(5)、式(6)和式(10)中提到的HNLF 非线性参量如式(12)所示。

2.2 仿真结果

根据表2的参数设置，假设8位BPSK 信号的输入序列为11010100。这里首先验证逼近式(9)的假设条件。2.1 节的参数设置已经说明了EA的饱和功率设置将使EMax逼近式(9)的假设条件。此时得到的正反向IM 信号如图3 所示。从图3 中可以看到，2 个IM 信号互为反向且调制器的输出最小值非常接近0，或者说，BPSK 信号转化成的正反向IM 信号的调制深度应足够接近1，这时才能足够逼近式(9)，最终得到正确的全光模式匹配结果；同时，这个条件也可以在实验验证时作为正反向IM 信号质量测量结果的参考。

图3 正向IM 信号PBPSK−P(t)和反向IM 信号PBPSK−N(t)

在近似满足了式(9)的假设条件后，分别设置3 个8位BPSK 信号的输入序列为11010100、11001100和10011100。根据第1 节实现原理可知，本文设计的系统仅能识别目标序列0101，这3 个输入序列的设置将指明所提系统对目标序列中的比特位置调换（0011）和仅发生一个比特改变（0111）的相似目标序列的处理能力，其结果如图4 所示。从图4 中可以看到，只有特定的目标序列0101 才能输出高电平的全光模式匹配结果脉冲。对比图3 可知，脉冲出现的位置就是目标序列的最后一位在输入序列中对应的位置。在8位输入序列的举例中，可假设高电平全光模式匹配结果脉冲的判决阈值为0.03 A，如图4 所示。这也证明了所提系统具有全光模式匹配的能力。

图4 8位输入序列中针对不同目标序列的识别结果与判决阈值

接下来，随机设置512位BPSK 信号的输入序列，以此验证所提系统的可行性。考虑到4位目标序列0101 可能在随机设置的输入序列中出现多次，结果可能出现许多个高电平脉冲，这里首先使用眼图来验证，结果如图5 所示。从图5 可以发现，在最佳判决时刻（大约36 ps），眼图具有2 个较大的张口，但其中高的张口（0.12 A 以上的张口）比低的张口（0.02 A以下的张口）大很多。易知，高张口代表全光模式匹配结果的高电平脉冲，而低张口应是其他原因造成的干扰。这个问题很好解决，只要提高全光模式匹配结果高电平脉冲的判决阈值即可。将判决阈值设置为最大张口的最小值与最小张口的最大值的均值，约0.06 A，即可避开低张口的干扰，从而找到正确的识别位置。将判决阈值直接应用到512位输入序列的时域全光模式匹配结果，如图6 所示。经查验知，图6的每个高电平脉冲都指明了目标序列0101的最后一位1 在输入序列中的正确位置，这验证了所提系统的可行性。

图5 512位随机输入序列全光模式匹配结果眼图

图6 512位随机输入序列全光模式匹配结果

综上可知，本文所提系统能够从一段有限长度的输入序列中正确地识别目标序列，且表征全光模式匹配结果的高电平脉冲输出的位置就是目标序列的最后一位在输入序列时间窗中的对应位置，实现了BPSK 信号的全光模式匹配。

3 实验验证

3.1 仪器/元器件的型号及参数配置

本文还对所提系统进行了实验来验证针对BPSK 信号的全光模式匹配。实验所用的主要仪器/元器件的型号及主要参数如表3 所示。

表3 实验所用的主要仪器/元器件的型号及主要参数

参数配置直接按照图1 所示的系统进行连线，按照第1 节实现原理中所述的偏置点设置IQ-MZM的工作DC和TDL的延迟，AWG 输出的BPSK 输入序列设为11010100。

实验过程中，2 个IQ-MZM的偏置点设置可能随着温度、机械振动等环境因素缓慢变化，但短时间内仍能保持准确设置偏置点，本文实验验证也是在这种情况下进行的。如需保持IQ-MZM 偏置点设置的长期稳定以保证所提系统长期稳定的使用，可选用如文献[22]中所采用的偏置点稳定产品。

3.2 实验结果

最终OSC 中输出的实验结果如图7 所示。输出的结果是不断重复的高电平脉冲，这是因为AWG 必须要循环输出8位BPSK 信号的输入序列。这并不会对最后的全光模式匹配结果造成影响，只是会以固定周期循环输出表征全光模式匹配结果的高电平脉冲。通过OSC的M1和M2这2 个标记可以看到，这种循环的周期约为187.5 ps，与42 Gbit/s 8位BPSK信号的输入序列时间长度190.48 ps 几乎一致。

图7 OSC 中输出的实验结果

为了进一步说明图7所示的高电平脉冲就是全光模式匹配的结果，这里放大该脉冲，结果如图8 所示。通过M1和M2这2 标记可以看到，该脉冲的周期约为25 ps，与42 Gbit/s BPSK信号的一个符号周期23.81 ps近似相等，更说明了该脉冲就是表征全光模式匹配结果的高电平脉冲。这也验证了针对4位目标序列的42 Gbit/s BPSK 信号的全光模式匹配。

图8 放大图7 所示的高电平脉冲

综上，实验进一步验证了所提系统进行全光模式匹配的能力，可在一段8位长的42 Gbit/s BPSK输入序列中识别出4位长的目标序列。高速的全光模式匹配处理使之能够适用于对数据速率要求较高的光子防火墙。

4 结束语

本文对光子防火墙中针对BPSK 信号的全光模式匹配系统进行了深入研究，设计了速率高达42 Gbit/s的BPSK 全光模式匹配系统，详细分析了其实现原理，并通过仿真和实验验证了所提系统的有效性。仿真和实验都表明，所提系统能够在一段8位长的42 Gbit/s BPSK 信号中识别出4位长的目标序列，且全光模式匹配结果的高电平脉冲指明了目标序列的最后一位在输入序列中的对应位置，全光的处理和高速的特性使所提系统能够适用于光子防火墙。但也应注意到，所提系统通过给BPSK信号添加相干载波产生调制深度较深的IM 信号，这在实际的BPSK 信号的处理节点可能需要对相干载波进行锁相才能实现；另外，全光模式匹配结果虽然出现了高电平脉冲，但循环的输出结果却很难判断高电平脉冲的具体位置，这说明处理节点需要与BPSK 信号发送端保持高度的时间同步。随着技术的发展，以上2 个问题将在未来研究中逐步解决。