基于开关多模式的Doherty 射频功率放大器设计

2022-07-21蔡俊祺

电子技术应用 2022年7期

蔡俊祺，卜刚

（南京航空航天大学电子信息工程学院集成电路学院，江苏南京 211100）

0 引言

射频功率放大器（RF Power Amplifier，RFPA）作为最重要的射频前端部分[1-3]在发射机的前级电路中，经过放大级的放大作用后，小功率的输出信号才可以由天线辐射，这时就体现出了RFPA 的重要性。

在现代无线通信系统中，信号的逐渐复杂和调制方式的多样化导致了射频信号的峰值平均功率比（PAPR）不断增加。如何对射频系统部分的效率和线性度进行提升，国内外学者纷纷展开研究和讨论，目前Doherty结构是一种根据输出功率动态调整负载阻抗而提高功放效率的结构，被许多基站放大器所使用。而包络跟踪技术也被应用到此结构的供电端用来提高其整体效率。

本文选择了Renesas 公司的GaAs 材料功率晶体管NE6510179A。其是一款可以工作在L&S 波段，输出功率为1 W 的GaAs HJ-FET 中等功率器件变换器，应用于通信和无线局域网络系统的射频前端。它能够以高线性在3.5 V 输入电压工作的前提下提供1.8 W 的输出功率，TYP 输出功率为35 dBm；在5 V 输入电压工作的前提下可以提供3 W 的输出功率，有31.5 dBm 的TYP 输出功率，并且增益和效率都较出色，工作频率最高可以达到3.7 GHz，在1.9 GHz 频率下有极高的线性增益（10 dB），在本设计工作频率附近也有7～8 dB 的增益。该管可以实现高效率、高带宽的高性能Doherty 射频功率放大器设计。

在设计上，本文先基于射频仿真软件ADS（Advanced Design System）搭建晶体管大信号模型后，设计出一个常用的带有三段补偿线的Doherty 功率放大器，之后再加入包络跟踪部分与其进行级联，最终得到一个基于开关多模式的射频Doherty 功率放大器，并且在不同输出功率部分针对于线性度和功率附加效率两方面均有不同程度的改进。

1 Doherty 射频功率放大器设计目标及过程

传统Doherty 放大器拓扑结构如图1 所示。其中一路放大器称为主放大器（Main Power Amplifier，MPA），另一路称为峰值放大器（Peak Power Amplifier，PPA）。在输出端有连接的50 Ω 的四分之一波长传输线进行负载阻抗调制，从而使整个射频功放工作在最佳区域，输入信号的相位补偿由PPA 前的传输线提供，在MPA 和PPA结合点的输出端到50 Ω 负载之间的传输线同样是对阻抗进行变换。

图1 传统Doherty 放大器拓扑结构

MPA 一般工作在线性区，从而有良好的线性度，而PPA 通常工作在C 类（开关模式），低功率输入状态下，MPA 工作，PPA 截止；随着输入功率的增加，输出功率增加到6 dB 功率回退点，MPA 饱和，PPA 工作并对MPA的输出负载阻抗进行调制；整个射频功率放大器达到工作饱和状态时，二者输出电流相等，输出功率相等，各占总功率的一半。值得注意的是，在达到功率回退点之前MPA的效率就达到最大值，一直到整个功放工作饱和[4-6]。

1.1 设计流程

本文采用ADS 仿真软件展开设计。主要有以下几个步骤：

（1）根据要求和晶体管数据手册，搭建晶体管非线性模型，确定晶体管的静态工作点。

（2）设计功放原理电路，进行稳定性设计、负载牵引、输入输出阻抗匹配等。

（3）对单管功率放大器进行仿真，查看单管的增益等参数。

（4）对设计的功率分配器、MPA 和PPA 进行仿真，分别查看各自效果。

（5）对整体合路进行谐波平衡仿真，观察结果是否达到指标要求及电路优化调整。

1.2 工作点选择

通过参考NE6510179A 的Datasheet 可以确定该功率晶体管的静态工作点，但是在晶体管官网上只有该器件参数的小信号模型（S-parameter），无法进行非线性仿真。本文在找到的NE6510179A 晶体管非线性模型参数[7]（部分参数如表1 所示）的前提下，基于该器件非线性模型进行设计和制作，满足射频功率放大器大信号设计的要求，并且对设计好的非线性模型进行直流仿真，可以看到在漏极电压为4.6 V 左右下，通过直流DC 扫描，得到功率管的VDS、IDS和栅极电压VGS的关系如图2 所示。

图2 直流扫描

表1 晶体管部分非线性参数

在进行设计微调后，本设计选择VGS为-0.62V、VDS为3.0 V 的点作为本文功放设计的静态工作点作为静态工作点，也可以根据所需要电流范围在VGS为-0.65 V～-0.55 V之间综合考虑后选择。

1.3 单管设计与仿真

本设计采用了在栅极支路上增加了RC 稳定网络的方法来提升电路稳定性，此做法使用的电阻值较小，可以减小功率在电阻上的消耗，也可以有效防止晶体管增益过高和有效稳定带内的稳定系数。最终确定的电容C大小为10 pF，电阻大小为10 Ω。

在射频功率放大器的设计中，通常需要考虑到效率和线性度的仿真，但是由于首先确保功放可以输出的最大功率尽可能满足要求[8-10]，因此本设计在进行负载牵引的结果考虑时，选择的最佳负载阻抗点为最大输出功率点。此外，负载牵引需要在负载匹配和源阻抗匹配下两个结果下进行反复代入比较，终选择确定后其结果为在输出阻抗为2.4-j·9.29 Ω情况下，PAE 为33.91%，Pout为30.02 dBm，可以看出在增益和效率有了一个比较明显的折中过程；而得到的功率晶体管的源阻抗为2.26-j·3.0Ω，源阻抗处得到的PAE 也有33.15%，并且Pout为30.02 dBm。

随后将匹配电路、偏置电路等设计模块综合，得到如图3 所示的单管功率放大器仿真电路。

图3 单管仿真原理图

在ADS 中对设计出的单管功放进行谐波仿真设置放大器单管的输入输出功率关系和效率值大小，单管功放的输出功率输入功率关系、效率大小以及增益随输入功率的变化关系如图4～图6 所示。

图4 单管输入输出功率曲线

图5 单管增益曲线

图6 单管功率附加效率曲线

辅助功放的结构与单管主功放的结构类似，不同之处在于对于辅助功放栅极电压的设置，为了使辅助功放工作在C 类并使辅助功放的开启点合适，本设计将辅助功放的工作点设置为-1.5 V。

根据传输线理论和阻抗变换原理，在辅助功放开启前，辅助功放部分对于合路处的阻抗状态应为高阻，所以在设计辅助功放时在其后加入了一段补偿线用来改变其阻抗状态，但又因为在最终合路仿真时，要确保两路信号的相位相同，所以需要在主功放后面加入一段相同长度的补偿线[11]。

为了调试的方便，本设计在主功放和辅助功放的前端也分别加入了一段补偿线，连同单独设计的功率分配器和单管主功放、辅助功放[12-13]。

调试后得到如图7～图9 的Doherty 功率放大器合路仿真结果。

图7 Doherty 功率放大器输入输出功率关系

图8 输出功率和增益的关系

由图8～图9 可知，饱和输出功率可以达到接近32.0 dBm，饱和输出功率下的功率附加效率为27.2%，回退6 dB 时的功率附加效率为27.0%。

2 开关多模式包络跟踪放大器设计

本文设计的开关控制的多模式包络跟踪技术的实质是按照输入功率大小对输入包络进行三段的分段比较，当输入功率达到一定大小的时候控制理想开关的通断，由此带来对功率放大器栅极电压的调整。在低输入功率的情况下，MPA 开启工作，PPA 不工作，此时的工作模式相当于传统Doherty 结构的第一阶段；在中等大小输入功率的情况下，PPA 开启工作，但此时设计的PPA 和MPA 结构上完全一致，在此基础上的负载调制技术可以看成两个AB 类工作的MPA 部分输出阻抗部分并联，起到阻抗变化的作用；在高输入功率的情况下，相当于Doherty 结构的第三阶段，两放大器（此时PPA 的栅极电压改变，使得PPA 进入C 类工作模式）都进入各自的工作阶段。本文设计的漏极电压偏置可以看成是一种分段式的自偏置结构，在各自功率范围内，留出足够的余量用来满足线性度和防止失真，基于包络跟踪技术提出一些改进，即对完全精准的包络跟踪进行取舍，采用三阶段分段比较进行自偏置的结构，从设计成本和电路复杂度的角度入手，尽可能提升系统的效率。但是对于包络跟踪功率放大器设计来说，效率的提升必然带来功率放大器的线性度和增益的牺牲，所以在设计时要注意做好三者的调整，在本设计中的三阶段工作模式中采用理想开关控制相应漏极电压的保持即可。

在本文的设计结构中，功放有3 种工作模式，在输出功率较低的第一工作阶段模式，采用额外搭建的ADS下的包络模型对本文设计的Doherty 功率放大器的漏极电源进行级联调整。图10 为引入的包络跟踪模型。