三端口DC-DC变换器设计

荣海林 杨梓轩 张一民 李文田

（山东大学控制科学与工程学院 山东省济南市 250061）

1 设计目标及要求

设计并制作三端口 DC-DC 变换器（2021年全国大学生电子设计竞赛题目），其结构框图如图1所示。变换器有两种工作模式：模式 I，模拟光伏电池向负载供电的同时为电池组充电（I>0）；模式 II，模拟光伏电池和电池组同时为负载供电（I<0）。根据模拟光照（U的大小）和负载情况，变换器可以工作在模式 I 或模式 II，并可实现工作模式的自动转换，在各种情况下均应保证输出电压 U稳定在 30V。

图1：三端口DC-DC变换器结构框图

设计要求：

要求1：U=50V，I=1.2A条件下，变换器工作在模式I，U=30V±0.1V，I≥0.1A。

要求2：I=1.2A，US由45V增加至55V，电压调整率S≤0.5%。

要求3：U=50V，I

要求4：U=50V，I=1.2A条件下，变换器效率η≥90%。

要求6：U=35V，I=1.2A条件下，变换器工作在模式II，U=30V±0.1V，效率 。

要求7：U=35V，I由1.2A减小至0.6A，变换器能够从模式II自动转换到模式I，负载调整率S≤0.1%。

2 系统方案设计

2.1 主电路拓扑设计

方案一：采用两个二端口组成三端口网络

通过电压电流采样控制继电器的通断，从而实现模式Ⅰ与模式Ⅱ之间的转换。但是考虑到该方案电压电流采样精度有限，无法达到其要求，可能会导致模式Ⅰ与模式Ⅱ之间无法自然切换。且电路结构较为复杂，实际上不易实现。

方案二：采用采用非隔离双向Buck-Boost变换器

该拓扑结构简单，可靠性高，易于控制，通过改变MOSFET的占空比即可实现对输入输出电压，功率的控制。且所用器件少，MOSFET减小了导通损耗，无论工作在哪种模式，均能获得较高的效率。

综合以上两种方案，选择方案二。

2.2 最大功率点跟踪方案设计

方案一：采用固定步长最大功率点跟踪

由于系统随着电压的升高，功率变化呈现先增后减的趋势。STM32单片机通过采样电路对电压和电流进行采样，进而改变PWM占空比，并利用基于固定步长扰动法的MPPT算法实现软件追踪最大功率点。由于步长固定且不含停止位，将极大影响系统的稳定性，且存在响应速度与精度之间的矛盾。

方案二：采用可变步长最大功率点跟踪

同样借助STM32单片机对电路的电压电流进行采样，利用基于可变步长且含有算法停止位的MPPT算法实现软件追踪最大功率点。该算法能够保证在远离最大功率点以大步长进行扰动，在靠近最大功率点时能够以小步长进行扰动，从而同时保证了系统响应的速度和精度。

综合以上两种方案，选择方案二。

2.3 负载恒压方案设计

方案一：PID恒压

对负载两端的电压进行采样，通过PID调节PWM占空比，保证负载电压稳定在30V。但采样电路存在误差，且与硬件反馈相比实时性较差，软件设计中调节参数的难度较大。

方案二：带反馈的可调Boost恒压电路

利用硬件采样电路，对Boost电路的变比进行实时调节，对硬件设计要求较高，但调节的准确性以及实时性都较好。

综合以上两种方案，选择方案二。

2.4 恒流充电方案设计

方案一：采用AD620运放，AD620运放是一个低成本、高精度的仪表放大器，使用方便．但输入共模电压范围太小且静态功耗较大，无法满足题目要求中的电压及功耗要求。

方案二：采用TPS5430开关电源，输出电压有三种规格，板采用子开窗设计降低纹波，固定500kHz转换速率，有过流保护及热断功能；同时，其关状态仅有17μA精止电流内部软起动，功耗较小，理论转换率可达到95%。

经比较，采用方案二为电池提供稳定充电电流。

2.5 电池供电模块的比较与选择

模式Ⅱ中四节容量2000-3000mAh的18650型锂电池组和Us共同向负载供电。

方案一：串联直接供电，将电池直接经BUCK与Us共同加到负载上，由于锂电池输出电压仅为6V，负载较大，此方法输出电流Io将难以控制。

方案二：升压并联供电，采用LM5122升压稳压器，将锂电池输出电压升到30V与LT8705 BUCK电路并联。此方案模式Ⅰ与模式Ⅱ在负载端电路大致相同，电路整体性高，较为方便执行，且效率明显较高。

因此我们选择方案二作为本系统的电池供电模块。

3 电路与程序设计

3.1 主电路设计

主电路前级由三个互补输出的半桥组成，其中第一个半桥构成Buck电路，第二个半桥构成Boost电路，第三个半桥构成双向Buck-Boost电路。通过改变半桥MOSFET的占空比可以实现对输入电压以及后级电压的控制，实现功率流向的变化，从而达到模式转换的要求，如图2。

图2：主电路前级原理图

主电路后级由一个单级Boost电路组成，通过TL494芯片和负载电压采样电路对输出电压进行PI控制，从而使输出电压稳定在30V，如图3所示。

图3：主电路后级原理图

3.2 测量电路设计

电压采样电路由分压电阻和隔离运放LM358构成，运放接成电压跟随器模式并在其输出端通过电容进行滤波，提高电压采样精度，如图4。电流采样电路由采样电阻和INA282构成，电流流经采样电阻时在INA282的两个输入端产生电压，电压信号由INA282进行放大输出，通过单片机进行采样，从而获得电流值，如图5所示。

图4：电压测量原理图

图5：电流测量原理图

3.3 软件设计

系统的程序主要由部分构成：主函数循环和MPPT算法设计。

主程序负责人机交互，显示系统的此时的最大功率以及此时MPPT算法的执行状态，方便使用过程中对于系统状态的观察，同时对PWM占空比进行实时调节，保证MPPT算法追踪最大功率点，实时响应Us的变化，同时由于采用可变步长，保证了系统响应的速度和精度。

MPPT算法设计：距离最大功率点较远时，采用大步长进行扰动，当靠近最大功率点时，将发生振荡此时采用小步长进行扰动，在小步长发生振荡时，连续取十次值求平均值作为占空比最终调节值，同时停止MPPT算法。当Us发生变化时，MPPT算法开始执行，直到追踪到最大功率点停下。

3.4 优化方案设计

● 增大输出滤波的电容，电感参数。输出纹波与输出电容的关系式：

增大输出电容值可减小纹波；或者考虑采用并联的方式减小ESR值；或者使用LOWESR电容，低边NMOS器件两端的电阻-电容缓冲网络可减少开关节点的振铃和尖峰。

● 提高开关电源工作频率，其纹波电流ΔI可由下式算出：

可以推导，增大L值，或者提高开关频率可以减小电感内的电流波动。但是提高频率可能降低电源的效率，所有应通过测试选取合适的频率。

● 采用低导通电阻的MOSFET降低导通损耗。斩波电路的主要损耗是开关的损耗，通过采用导通电阻很低的CSD18532KCS MOS管可以明显提高效率。

● 优化PCB布线。在进行PCB布线时，尽量使布局紧凑，走线短且直，改用了小电感、电容和小电阻，主电路使用大面积覆铜代替走线。

4 实验测试

硬件调试：分为单模块调试和多模块联合调试。完成模块之后，在DC电源供电情况下测量两端电压;多模块联调阶段，将电路正确连接好之后，用万用表测量电压、电流参数。

软件调试：程序调试无误后下载至单片机，初步测试单片机端口输出；完成设计好的系统软硬件各单元测试后，进行系统联调，将所有模块连入统一电路。

验证各模块之间交互的正确性和接口的兼容性，按照题目要求计算整体功能参数与要求进行对比并调整。

4.1 测量仪器与测量方式

如表1所示。

表1：测试仪器列表

4.2 设计要求及对应实验测试结论

要求1：U=50V，I=1.2A条件下，变换器工作在模式I，U=30V±0.1V，I≥0.1A。如表2所示。

表2：测试结果（1）

结论：在给定条件下，变换器工作在模式Ⅰ，U= 30.02V，I=0.484A，符合要求。

要求2：I=1.2A， U由45V增加至55V，电压调整率S≤0.5%。如表3所示。

表3：测试结果（2）

结论：给定条件下，电压调整率为0.067%，S小于0.5%，符合要求。

要求3：U=50V，I由1.2A减小至0.6A，负载调整率S≤0.5%。如表4所示。

表4：测试结果（3）

结论：给定条件下，负载调整率近乎为0（部分结果受测量仪器精度影响），S小于0.5%，符合要求。

要求4：U=50V，I=1.2A条件下，变换器效率η≥90%。如表5所示。

表5：测试结果（4）

结论：给定条件下，变换器效率为90.08%，η大于90%，符合要求。

表6：测试结果（5）

要求6：U=35V，I=1.2A条件下，变换器工作在模式II，U=30V±0.1V，效率 。如表7所示。

表7：测试结果（6）

结论：给定条件下，变换器工作在模式II，Uo=29.95, η=95.2%。符合要求。

要求7：U=35V，I由1.2A减小至0.6A，变换器能够从模式II自动转换到模式I，负载调整率S≤0.1%。如表8所示。

表8：测试结果（7）

结论：给定条件下，变换器能够从模式II自动转换到模式I，S=0.067%。符合要求。

5 总结

以STM32F103ZET6单片机为控制核心，设计制作了三端口DC-DC变换电路，其主电路拓扑由三个互补输出的半桥和一个单级Boost电路组成，所用的核心技术为PID硬件控制和MPPT算法。35V转换效率高达95%，50V、1.2A时高达90%。系统能自动转换工作模式并保持U=30V±0.1V。整个系统稳定可靠，完成了任务要求的所有功能，各项指标均符合或超出了任务要求。