G波段高输出功率发射组件的设计

2022-07-07韩玉朝孔令甲李德才

电子技术与软件工程 2022年6期

韩玉朝孔令甲李德才

（中国电子科技集团公司第十三研究所河北省石家庄市 050051）

太赫兹波通常是指频率在100 GHz～10 THz(波长为3mm～30μm)范围内的电磁波，位于电磁波谱上由电子学向光子学过渡的特殊位置，具有独特的瞬态性、宽带性、相干性和高穿透性，被称为“电磁波谱的最后一段空隙”。近年来，随着世界各国的广泛关注和深入研究，太赫兹在医疗诊断、无损检测、无线通信、信号快速处理以及雷达视频成像等多方面得到广泛应用，并展现出独特的优势。太赫兹发射组件的最大输出功率决定了整机系统的抗干扰能力、覆盖半径、探测精度以及定位准确度等关键性能，是整体组件中非常关键的指标。由于目前太赫兹单个器件的输出功率能力有限，达不到系统级别的要求，这就需要在链路末端通过功率合成的方式将多路信号合成输出，以满足整体组件的需求。

本文介绍了一款基于太赫兹有源器件、频率带宽覆盖3GHz的G波段高输出功率发射组件。组件选用11.8GHz和17.2GHz两个本振频率点，X波段中频信号的频率带宽为3GHz，通过两次上变频将频率变换至G波段。整体组件内部由放大、滤波、开关、两次混频及控制电路组成。在目标频率范围内，发射组件的饱和输出功率优于25mW，带内的杂散抑制度优于40dBc，带外的杂散抑制度优于60dBc，并且在脉冲周期20μs，占空比10%的条件下能够正常工作。

1 发射组件整体设计

发射组件的整体链路包括开关、放大、滤波、倍频、两次混频及控制电路。其原理框图如图1所示。X波段输入信号依次经开关、放大、一次混频、滤波、二次混频、放大后功分成4路，每路信号单独放大后再功率合成输出。

图1：发射组件的整体原理图

G波段发射组件在设计上存在许多难点和不稳定因素，为了快速、精准、全面的评估组件内每一部分的特性，采用独立模块设计，将射频链路的低频部分和高频部分按功能分开设计。各功能部分采用独立腔体设计，保证信号的屏蔽性，评估完成后再整体组装，其中低频部分使用同轴电缆线互连，高频部分采用波导管互连。整个组件中有3个部分的设计至关重要：二次混频模块、高频腔体滤波器和功率放大模块。

1.1 二次混频模块

整体组件由两次混频组成，其中第一次混频是将频率（X±1.5）GHz的中频信号同频率17.2GHz的本振信号上混频至（Ka±1.5）GHz；第二次混频选用谐波混频，频率11.8GHz的本振信号经八倍频后频率为94.4GHz，谐波混频将第一次混频后的信号与本振信号频率94.4GHz的二次谐波分量，即188.8GHz的信号上混频，输出频率（G±1.5）GHz的信号。

二次混频模块的核心器件是谐波混频芯片，装配图如图2所示，本振输入口采用标准的WR10波导，波导尺寸为2.54mm×1.27mm；射频输出口采用标准的WR4波导，波导尺寸为1.092 mm×0.546mm。

图2：二次混频模块的装配图

在二次混频模块中，波导微带转换是关键设计。其转换性能的优劣将直接影响模块的变频损耗，进而影响到后级输入功率的大小。本设计中采用波导-微带探针-微带线的转换形式，其结构简单、插入损耗小、装配误差相对不敏感，因此更利于模块的设计。因石英具有不易变形，制作精度高等优点，射频输出端口的频率高，微带探针采用厚度0.05mm，介电常数3.78的石英制作以减小寄生损耗；本振输入端口的频率相对较低，微带探针采用厚度0.1mm，介电常数3.78的石英制作。微带探针采用E面探针形式从波导宽边的中心处探入，微带中心距离波导短截面约1/4波长，此处入射波电压和反射波电压叠加到最大，获得的能量最强，损耗最小。因波导TE10模式下微带探针的阻抗同50Ω微带线传输阻抗差别较大，需要在二者之间加入微带线过渡进行匹配，微带探针的最终示意图如图3所示。

图3：微带探针示意图

微带探针的阻抗可通过下面公式计算：

Z=R+jX

其中：

其中a、b为矩形波导的长边和短边的长度，η为空气波阻抗，k为传播常数，β为矩形波导TE模式的相移常数，L为探针的长度，L为短路面的距离。图3中L3、W3为匹配段的长度和宽度，可将长L1、宽W1的微带探针匹配到宽度W2的标准50Ω传输线。

二次混频模块包括WR4、WR10两种波导-微带探针-微带转换，根据上述详细分析，可得出两种转换的最佳尺寸取值，如表1、表2所示。

表1：射频端口WR4尺寸表

表2：本振端口WR10尺寸表

两种模型除尺寸外，建模方式基本一致，此处只取WR4模型进行分析。根据上述理论分析，建立如下模型进行仿真和优化，如图4所示。

图4：WR4波导探针转换仿真模型

仿真结果如图5所示，可看出在目标频带范围内，回波损耗优于-20dB，插入损耗优于0.2dB，可以满足实际工程应用。

图5：WR4波导探针转换仿真结果

1.2 高频滤波器

混频器是非线性器件，信号经过时会产生多余的交调分量，而且由于混频器的隔离度有限，信号经过两次混频时，会产生很多不确定的杂波信号，如果不能有效的抑制这些无用信号，整个系统将会受到很大的影响。

根据实际需求，考虑工程加工的精度及成本控制，建立了一款4阶的太赫兹腔体滤波器，示意图如图6所示。滤波器由输入输出波导和4个谐振腔组成，输入输出波导腔采用WR4标准波导，即图6中的a取1.1mm。整体结构基于中心线左右对称。

图6：腔体滤波器示意图

根据切比雪夫原理分析，可计算出腔体滤波器各尺寸的值，如表3所示。

表3：腔体滤波器尺寸表

根据上述分析及表3中腔体滤波器的尺寸，建立如下模型进行仿真并优化，如图7所示。

图7：腔体滤波器模型

优化后的仿真结果如图8所示，从图中可看出，在目标频带范围内，回波损耗优于-15dB，插入损耗优于0.3dB，对本振二次谐波的频率点的抑制度优于60dBc，能有效滤除混频杂波，能够满足本次设计的应用。

图8：腔体滤波器仿真结果

1.3 功率放大模块

功率放大模块是发射组件中非常关键的核心器件，其指标的优劣对整体系统的性能有着直接、关键的影响。太赫兹频段的电路设计对半导体加工工艺和器件仿真模型的准确度要求非常高，目前国内晶体管栅长度的工艺极限为90nm，功率放大芯片内部晶体管的增益和模型准确性已经成为功放的设计瓶颈。在当前阶段，受工艺加工能力、高频寄生电容电阻和栅控能力等因素的限制，国内G波段功率放大芯片相对较少，基本处于初级发展阶段，饱和输出功率约12dBm左右，因此单个器件根本无法满足组件对输出功率的需求。本次设计选用集成天线探针的功率放大芯片，比传统的石英、陶瓷探针具有更好的一致性和可控性，同时也避免了装配、键合等工序带入的高频效应。芯片的小信号增益约18dB，饱和输出功率12dBm，采用四通道功放模块进行两级功率分配与合成，两级功分器均采用波导形式的3dB耦合器，根据仿真分析和实际加工经验，其回波损耗优于-15dB，总插入损耗优于7.5dB，按此可计算出最终发射组件的饱和功率应优于15dBm，即30mW。因此，采用四通道进行两级功率合成的设计思路，可达到预期的目标。四通道功率放大器的装配图如图9所示。

图9：四通道功放装配图

四通道功率放大器由四路输入输出端口、功率放大芯片和供电电路组成，四路通道完全一致。输入输出端口采用WR4标准波导，通过螺钉固定与功率分配合成模块连接。

2 发射组件实际产品与测试

按照上述详细的设计思路与仿真结果，将发射组件分成12个小模块加工，低频模块与高频模块按功能单独加工，保证了信号之间的屏蔽性。各模块单独评估测试完成后进行整体组装再测试，整体发射组件的组装效果图如图10所示。

图10：发射组件整体装配图

利用信号源输入本振和中频信号，直流稳压电压给组件供电，用高频功率计直接测试发射组件的输出功率，结果如图11所示；因条件限制，无法直接测试组件的杂波抑制，利用上下变频搭建测试系统，将高频信号下变频到矢量网络分析仪能够测试的频段进行测试，结果如图12所示；用函数发生器输出脉冲周期20μs，脉冲宽度2μs的方波信号，用示波器同步监测函数发生器输出的信号和发射组件的输出信号，判断是否可以正常工作，测试结果如图13所示。