一种改进型高增益Π 源DC-DC 变换器*

2022-06-02房绪鹏阚兴宸

电子器件 2022年1期

房绪鹏，臧颖，阚兴宸，王旭

(山东科技大学电气与自动化工程学院，山东青岛 266590)

随着新能源发电技术的迅速发展，高性能高增益的变换器拓扑已经成为电力电子技术领域一个重要的研究热点，因此人们相继开发和研究了各种阻抗源网络以满足不同的工业应用。Z 源变换器就是其中之一，文献[1]中提出的拓扑有一些缺点，如输入电流断续、不共地等，同时其升压比也不能满足某些应用的要求。之后，为了提升Z 源网络的性能，人们提出了不同的阻抗源网络拓扑结构，主要分为两类[2]。一类是不带磁耦合电感的阻抗源网络，通过交换元件位置或者增加额外的元件构成新的升压单元来实现升压，这些拓扑不仅增加了开关损耗，还需要增加额外的成本，而且由于器件比较分散，相应的电路和分析也随着器件的增加变得更加复杂[3－4]。

为了解决这一问题，提出了另一类带磁耦合电感的阻抗源网络，即用耦合电感在变换器中构成磁耦合阻抗源，该网络在不影响高增益的情况下减少了元件数目，从而产生具有耦合电感的各种阻抗源网络拓扑，而不是大量的分散元件[5－6]。与早期提出的无磁耦合电感的拓扑结构相比，磁耦合阻抗源网络具有更高的升压能力和更低的直通占空比。文[7－10]中最先提出了两绕组磁耦合阻抗源网络，它提供了一种通过选择耦合电感的特定匝数比来实现高电压增益的方法，从而促进了耦合电感阻抗源变换器的发展。此后文[11]中提出了三绕组磁耦合阻抗源网络，Y 源作为典型的拓扑之一，它不仅继承了Z 源变换器的共同优势，而且通过使用不同的占空比和匝数比可以获得灵活的电压增益，因此具有更大的设计灵活性。然而Y 源变换器的漏感严重影响了它的性能，可控开关器件导通时二极管的关断延迟和可控开关器件关断时出现的电压尖峰均会增加其功率损耗[12]。随后，文[13]提出了Δ 源阻抗网络，采用三绕组的Δ 连接而不是Y 连接方式来减小漏感，从而可以减少二极管关断延迟造成的功率损耗，同时也降低了总成本。然而，对于Δ 源网络拓扑，绕组数必须满足绕组平衡的要求，所以Δ连接的引入降低了电压增益的灵活性，导致三个耦合电感的性能与两个耦合电感的性能相似[14]。在实际应用中，几乎不可能达到绕组平衡，所以在Δ回路中会产生环流，造成较大的损耗。为此，文[15]中提出的Π 源变换器，与传统的Y 源和Δ 源结构相比，它具有更小的磁芯尺寸、更宽的负载范围和更小的环流，但传统的Π 源网络存在输入电流不连续、电压增益低等缺点，连续输入电流是所有功率转换工业应用中的重要因素。

本文提出了一种改进型磁耦合阻抗源网络拓扑结构，它是在传统的Π 源网络基础上增加一个无源吸收回路[16]。该结构具有电压增益高、输入电流连续、共地等特点。所提出的电路拓扑还能够有效降低输出尖峰电压，从而提高电路的工作效率。

1 电路结构和工作原理

图1 所示为提出的改进型Π 源电路拓扑，主要由三绕组耦合电感以Π 形连接，由6 个电容C0－5、2 个电感L1及L2、开关管和负载组成。该主电路结构可以看成在传统的Π 源网络基础上增加了一个由2 个LDC电路单元组合等效而成的准Z源阻抗网络，实际上新增的结构主要是一个无源吸收回路。对于由Π 形绕组组成的回路，根据KVL 定律并考虑三绕组耦合电感的电压和匝数之间的关系，可得。

图1 改进型Π 源DC-DC 变换器拓扑结构

根据开关管S的导通和关断状态，该电路在一个开关周期内有两种工作模态，包括直通和非直通状态，其等效电路分别如图2(a)和2(b)所示。

图2 改进型Π 源DC-DC 变换器等效电路

直通状态下，开关管S导通，二极管D1和D2由于和电容反向并联而关断，二极管D0正向导通。此时，电容释放能量，电感储存能量。电源Vin和电容C4、C5一起给电感L1和L2充电；电容C3、C5一起经过开关管S给电感L2充电；电容C1和C2向耦合电感网络充电。则根据KVL 定律，可得

非直通状态下，开关管S关断，二极管D1和D2正向偏置导通，二极管D0关断。此时，电感释放能量，电容储存能量。电源Vin和电感L1一起通过二极管D1给电容C5充电；电感L2和耦合电感网络一边给电容C3、C4充电，一边向负载供电。则根据KVL 定律，可得

设开关管的直通占空比为d，通过在一个开关周期内对磁化电感Lm和电感L1、L2上的电压运用伏秒平衡原理，则有

由式(1)至(11)可得

所以，改进型Π 源变换器的输出电压增益G为

2 拓扑对比

将所提出的拓扑与传统的Π 源拓扑进行比较，包括电压增益和各器件电压应力。

为了更好地比较所提出的Π 源网络拓扑和传统的Π 源网络拓扑的升压能力，在图3 中画出了这两个网络的电压增益G与绕组系数k和占空比d之间的关系。从图中可以看出，改进型Π 源网络的升压能力比传统Π 源网络有着更为显著的提升。

图3 两种Π 源DC-DC 变换器升压能力对比

由式(12)～式(17)可得出电容两端的电压为

利用图2 中提出的拓扑的等效电路，直通状态下二极管的电压可以计算为

在非直通状态下，D0和开关管S的电压表达式为

从上式中可以得出，在G一定的情况下，的大小仅与d有关，的大小仅与k有关，而的大小不仅与d有关，还与k值有关。表1比较了传统型和改进型Π 源变换器的各项参数。

表1 两种Π 源DC-DC 变换器各项参数对比

图4 各器件电压应力和增益的关系曲线

3 仿真结果

为了验证所提出的变换器的可行性，用MATLAB/Simulink 进行仿真波形分析，图5 为k取2，3，4，5 时的电压增益和直通占空比的关系曲线，当d一定时，k越大，电压增益G就越大；当k一定时，d越大，G也随之变大，但是d的取值范围会受到k的影响，k越大，d的范围就会变小，故该变换器在低占空比下可得到高电压增益，从而可以减少开关通态损耗。

图5 电压增益曲线

利用表2 中的电路参数对所提出的变换器进行仿真。直通占空比设为0.2，绕组系数k＝2，可以计算出G＝5。根据式(16)，当输入电压为12 V 时，理论输出电压应为60 V。由图6(a)可知实际输出电压值为58.7 V，与理论值相差不到2 V。

表2 电路参数

图6 仿真波形

对电容仿真得到的波形如图6(b)所示。电容C1(C2)、C3、C4和C5的电压仿真结果分别为46.4 V、23.1 V、11.6 V 和23.5 V，通过理论关系计算出的值分别为48 V、24 V、12 V 和24 V，可以看出两者结果基本上是一致的。

由于传统型Π 源DC－DC 变换器升压能力有限，增益达不到5 倍，所以选择输出电压为20 V 时比较尖峰电压大小。图7 可以看出传统型拓扑的输出电压尖峰较大，而改进型拓扑的电压尖峰较小，趋于稳定时间更短，电压波形也更加平稳，说明改进型拓扑能够有效抑制输出电压尖峰，提高电路可靠性。

图7 两种Π 源DC-DC 变换器输出电压尖峰对比

4 实验结果

在仿真验证正确的基础上，选取合适的元件搭建实验样机进行验证，如图8 所示。数字信号处理器TMS320F2812 输出的PWM 信号控制IGBT(型号为H25R1203)的导通与关断，驱动芯片KA962F 控制驱动电路。通过调节PWM 信号，用示波器记录实验的输出波形，如图9 所示，横坐标每格表示50 μs，纵坐标每格表示30 V。

图8 实验样机

图9 实验波形

改进型Π 源DC－DC 变换器的工作效率如图10所示，其效率呈下降趋势，这是由于冲击电流会导致较大的泄漏电流，使得有效的直通占空比降低，也导致增益和效率降低。当电路从直通状态转换到非直通状态时，可以有效降低输出尖峰电压。由于电压尖峰会在开关上产生很高的功率损耗，所以降低尖峰电压能够提高电路的工作效率，该变换器整体上效率是有所提高的。