对角馈电的SIW单腔体双极化领结形缝隙天线*

邹 雄，何 缓，钱 欢，艾 盼

(空军预警学院，武汉 430019)

0 引 言

在无线通信与雷达领域，多极化技术被认为是未来通信和雷达系统中的关键技术。随着无线通信和雷达系统的飞速发展，对于终端体积和系统容量的要求达到了近乎苛刻的程度。多极化天线能够有效利用电磁波的空间维度，实现更多的自由度，使系统容量得到极大的提高[1-2]。在大部分情况下极化分集可以实现与空间分集相当的分集增益，但是多极化天线的体积要远小于实现相同效果的空间分集系统中天线阵列的体积，这对于在有限的空间内实现更多的不相关通道更加有利。

利用微带线、波导等传输线实现的多极化天线已有不少报道，而基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide，SIW)的出现为多极化天线的应用提供了新的选择。和传统的矩形金属波导相比，基片集成波导同样有着良好的传播特性[3]。而且这种结构易于集成，大大地减小了器件的尺寸、重量和价格。在SIW天线中，缝隙天线是出现最早、应用最广泛的天线[4-6]。

目前，利用SIW实现的多极化缝隙天线已有不少报道，此类天线以SIW传输线或谐振腔为基础，通过刻蚀不同的缝隙来实现多极化[7-11]，并在此基础上可以形成多极化天线阵列[12-13]。在SIW腔体天线中，多采用宽边中间馈电，通常利用SIW激发的TE10模进行天线设计[14]。其中，文献[7]利用正交矩形缝隙所设计的多极化天线是SIW单腔体双极化天线的代表，但该天线的参数优化不够理想，增益的仿真结果为4.2 dBi。文献[11]利用圆形腔体和弧形缝隙来设计SIW多极化腔体天线，并利用交指电容结构来减小天线电尺寸，取得了较高的天线增益，但交指电容结构的引入会在腔体另一面产生辐射，造成天线旁瓣电平升高。此外，以上两种天线都只有2个不同方向的馈电口，天线工作在驻波状态，不利于腔体组阵来提高天线增益。文献[15]首次利用对角馈电的SIW腔体来激发TE10模，在此基础上通过两条对角线馈电和正交矩形缝隙来实现多极化缝隙天线。该天线为SIW多极化腔体天线的设计提供了新思路，其4个端口的设计亦有利于后续组阵。

目前，对角馈电的SIW腔体天线报道较少。本文通过观察对角馈电的单腔体SIW激发模式，利用正交的领结形缝隙设计多极化天线，并将其与正交矩形缝隙进行对比，分析天线的工作原理和辐射性能，从而为该类双极化天线的应用提出建议。

1 对角馈电的单腔体SIW

对角馈电的单腔体SIW如图1所示，微带线通过共面波导与SIW顶角相连。为满足双极化天线的需要，两条对角线均设置了馈电口。基片厚度1 mm，相对介电常数2.2，SIW宽度a=17.75 mm，通孔直径为0.6 mm，周期为0.85 mm，则等效宽度aRWG=17.3 mm[16]。馈电微带线宽w0=3.5 mm，上表面金属层宽度w=21 mm，过渡段槽宽s=0.8 mm，槽深c=2.5 mm，下表面为金属接地板。

图1 对角馈电的单腔体SIW俯视图

中间馈电的单腔体SIW的S参数和表面电场分布仿真结果如图2所示，仿真结果均基于ANSYS HFSS。反射系数在8.1 GHz和13.0 GHz处出现了极小值。在8.1 GHz处，反射系数和3个传输系数的值大小均在-6 dB左右，而在13.0 GHz处，反射系数接近-30 dB，3端口传输系数为-0.75 dB。从1、3端口连线看，腔体内部产生了对角TE10模，且随着频率的变化腔体可传输的波长数会发生改变。当传输半个波长时，可将腔体内的传播模式定义为TE110模，而传输一个波长时定义为TE120模。结合表面电场分布随时间变化的规律可以判断，TE110模式下腔体中的电磁波主要处于驻波状态，而TE120模式下腔体中的电磁波主要处于行波状态。在对角馈电的单腔体SIW中，由于其场分布与中间馈电的单腔体SIW相似，因此可用中间馈电的腔体来进行等效分析。

2 双极化缝隙天线的仿真分析

在SIW腔体缝隙天线中，缝隙结构决定着天线的交叉极化性能，除最常用的矩形缝隙外，领结形缝隙也可以获得较低的交叉极化电平。将两个完全相同的缝隙正交设置于腔体中间，则可形成双极化天线。

2.1 天线结构

两种对角馈电的SIW单腔体双极化天线结构如图3所示。缝隙均设置于基片的上表面，其端口设置和坐标系均与图1相同。两种天线设计的中心频率约11 GHz，各缝隙的初始尺寸为l1=8.3 mm,l2=6.8 mm,w1=1.0 mm,w2=2.0 mm,w3=0.2 mm。

图3 对角馈电的SIW单腔体双极化天线结构

对于宽度较窄的缝隙而言，辐射电场方向垂直于缝隙宽边，当从天线的1端口馈电时，天线的E面为xoz面，H面为yoz面，而当天线从2端口馈电时则恰恰相反。设x轴垂直于水平面，则1端口馈电时，天线的极化方式为垂直极化，而2端口馈电时为水平极化，由此形成了双极化天线。在缝隙天线设计中，重点关注缝隙尺寸对谐振频率和多端口隔离度的影响，因此可调整缝隙长度和宽度，观察仿真结果。由于两种天线结构对称，因此只需针对1个输入端口进行分析，仿真时的输入端均设置为1端口。

2.2 缝隙尺寸

对于正交矩形缝隙而言，不同尺寸下的S参数仿真结果如图4所示，S11重点反映谐振频率的变化，S21和S41反映端口的隔离情况。由于结构的对称性，S21与S41的幅度往往相同，因此观察其中一个即可。设缝隙宽度w1=1.0 mm不变，随着缝隙长度的增加，原TE110模的谐振频点处于8.1 GHz不变，而TE120模的谐振频率逐渐降低(当l1=8.0 mm时谐振频率为11.1 GHz，当l1=11.0 mm时为9.7 GHz)，但谐振频率处的反射系数随着缝隙长度的增加而增大。缝隙长度的变化对S21影响较小，在本模型的4种缝隙长度下，S21在11～12 GHz范围内最小，即1、2端口的隔离度最大。若缝隙长度l1=8.3 mm保持不变，随着缝隙宽度w1的增加，原TE110模的谐振频率逐渐增大，而TE120模的谐振频率几乎不变。在9～13 GHz范围内，S21随着缝隙宽度的增加而有小幅增大，因此缝隙宽度不宜过大。

(a)不同长度l1

对于正交领结形缝隙而言，不同尺寸下的S参数仿真结果如图5所示。当缝隙宽度保持2.1节给出的取值不变，随着缝隙长度l2由6.0 mm增加到7.5 mm，原TE110模的谐振频点处于8.2 GHz不变，而TE120模的谐振频率从11.5 GHz降低到10.5 GHz。缝隙长度的变化对S21影响较小，但谐振频率处的反射系数随着缝隙长度的增加而升高，因此缝隙长度不宜过长。当缝隙长度l2=6.8 mm保持不变时，随着缝隙宽度的增加，原TE110模的谐振频率有小幅增大。不同于矩形缝隙天线，领结形缝隙天线的TE120模谐振频率受缝隙宽度的影响较大，当w2=0.5 mm时谐振频率为11.6 GHz，当w2=3.0 mm时为10.8 GHz。在9～13 GHz范围内，S21随着缝隙宽度的增加而有小幅增大，但变化不明显。

(a)不同长度l2

可见，在正交矩形缝隙天线中，TE120模的谐振频率受缝隙长度的影响大，却几乎不受缝隙宽度的影响，而TE110模的谐振频率恰恰相反。这是因为TE120模式主要为行波状态，缝隙长度会影响表面电流的传输路径，而TE110模式主要为驻波状态，缝隙宽度会影响腔体的相波长。在正交领结形缝隙天线中，缝隙长度和宽度都会增加表面电流的传输路径，因此均会对TE120模的谐振频率产生影响。

2.3 TE120模的谐振频率

由于在TE120模式下各端口的回波损耗和隔离度更好，且前向传输性能更好，这为腔体组阵来实现行波缝隙天线创造了条件，因此在天线设计时主要依靠TE120模式。获取该模式下的谐振频率与缝隙尺寸的定量关系，对于分析天线工作原理和简化工程设计十分必要。由于TE120模的谐振频率主要受表面电流路径的影响，因此可分析缝隙带来的电流传输路径的增量。两种天线上表面中线的电路传播路径示意图如图6所示。

图6 两种天线上表面中线处的电流路径

正交矩形缝隙和领结形缝隙中线处的电流路径相对于无缝隙的SIW腔体而言，增量分别为

(1)

(2)

建立如图6(b)所示的坐标系和辅助线，设B6点的坐标为(-(g+w3/2),-(g+w3/2))，根据相似三角形原理有

(3)

(4)

中线处的电流路径增量

Δl2=4k+2w2-l2。

(5)

由于横向缝隙的存在，其不仅会影响中线附近的电流路径，对两侧的电流路径亦会产生一定影响。从传输路径的横截面看，其影响的比例范围为α2=l2/aRWG。设正交领结形缝隙的等效电流路径增量为ΔL2，其大小与Δl2和α2都有关系，则在SIW腔体中，TE120模的传输路径总长度为

λg=aRWG+ΔL2。

(6)

又因为TE10模下，波导波长的计算公式为

(7)

式中：λ0=c/f表示频率为f的电磁波在自由空间中的波长，c为光速。将式(6)和式(7)联立可得TE120模的谐振频率为

(8)

设ΔL2=Δl2·f(α2)，f(α2)为关于α2的二阶函数,依据不同缝隙尺寸下TE120模谐振频率仿真结果可以获得不同缝隙尺寸下的ΔL2值，进而获得一组f(α2)的值。利用最小二乘法进行曲线拟合，可以获得f(α2)的近似表达式为

(9)

即

(10)

则利用式(10)和式(8)可以近似计算正交领结形缝隙腔体的TE120模的谐振频率。

类似地，可以获得正交矩形缝隙的等效电流路径增量为

(11)

其TE120模的谐振频率计算公式只需将式(8)中的ΔL2替换为ΔL1即可。

大量仿真结果表明，在腔体和馈线尺寸不变的情况下，利用上述公式计算的TE120模谐振频率与仿真结果的偏差均小于0.2 GHz。为进一步验证上述公式的有效性，将领结形缝隙的长度改为l2=8.3 mm，内外侧的宽度仍为w2=2.0 mm和w3=0.2 mm，保持设计的中心频率为11.0 GHz不变，利用式(8)可求解腔体等效宽度aRWG=14.7 mm，则腔体宽度a=15.15 mm。按此尺寸进行仿真，得到的S参数仿真结果如图7所示。

图7 a=15.15 mm时的双极化领结形缝隙天线的S参数

由图7可知TE120模的谐振频率为11.0 GHz，与计算结果相同，因此在设计SIW单腔体双极化天线时可以利用上述经验公式来初步计算TE120模的谐振频率，从而简化设计流程。

2.4 仿真结果比较

为使TE120模的谐振频率位于11.0 GHz，且保证较高的回波损耗和隔离度，两种腔体大小相同，缝隙的长度和宽度确定为2.1节给出的尺寸，此时的S参数仿真结果如图8所示。两种缝隙天线的TE110模谐振频率均在8.1～8.3 GHz，TE120模谐振频率均在11.0 GHz附近。对于正交矩形缝隙而言，10 dB回波损耗带宽为2.5%(10.82～11.10 GHz)；对于正交领结形缝隙而言，相对带宽为2.7%(10.86～11.16 GHz)。

(a)矩形缝隙

在11 GHz处，两种天线的辐射方向图仿真结果如图9所示。对于正交矩形缝隙天线而言，天线增益仿真结果为7.85 dBi，E面和H面的波束宽度分别为61°和76°，在z轴方向上交叉极化增益为-28.42 dB。由图可知，在30°方向上，H面的交叉极化电平较高，主极化和交叉极化增益分别为5.45 dB和-6.35 dB，因此交叉极化比为11.8 dB。对于正交领结形缝隙天线而言，天线增益为7.53 dBi，E面和H面的波束宽度分别为62°和74°，在z轴方向上交叉极化增益为-43.64 dB。在30°方向上，H面的主极化和交叉极化增益分别为5.90 dB和-3.88 dB，因此交叉极化比为9.78 dB。

总体而言，在两种双极化缝隙天线的工作性能相似，不同之处在于领结形缝隙天线的工作频带略宽，而矩形缝隙天线的增益和交叉极化比略高，但两者的缝隙尺寸不同，领结形缝隙长度要小于矩形缝隙。由图8可知，在相同的工作频率和相同的缝隙长度的条件下，双极化领结形缝隙天线的腔体尺寸更小，若利用该型天线进行组阵，其小型化的优势将更加明显。

3 测试结果

SIW单腔体双极化领结形缝隙天线的实物照片如图10所示，电路总面积为36×36 mm2，SIW腔体面积为17.75×17.75 mm2。S参数测试结果如图11(a)所示，天线的TE120模的谐振频率与仿真结果一致，均为11.0 GHz，工作带宽为1.8%(10.90～11.10 GHz)，略低于仿真结果。在11.0 GHz处，|S11|=-17.7 dB，|S31|=-3.92 dB，交叉极化端口隔离度也优于25 dB。

图10 SIW单腔体双极化领结形缝隙天线实物照片

在11.0 GHz处的归一化方向图如图11(b)所示，其E面和H面的半功率波束宽度分别为56°和65°，略小于仿真结果。这主要由于测试过程的不稳定造成方向图的波动引起的。在z轴方向上交叉极化电平为-28.6 dB，E面交叉极化电平均小于-10 dB，H面最大交叉极化电平为-6.1 dB。天线增益测试结果为5.2 dBi。虽然在H面±30°附近交叉极化电平比较高，但在最大辐射方向上即z轴附近的交叉极化电平低，均小于-25 dB，在0°方向上则达到了-35 dB。总体上，测试结果与仿真结果具有较好的一致性。

(a)S参数

将SIW单腔体双极化领结形缝隙天线与相关文献中的天线进行比较，结果如表1所示。

表1 SIW单腔体双极化领结形缝隙天线与其他类似天线的比较

由表1可知，双极化领结形缝隙天线的带宽相对较宽，主瓣方向的交叉极化电平较低。天线增益低于文献[11]和[15]，这主要是缝隙长度明显短于这两篇文献中的天线。若缝隙长度增加至12 mm，可获得与文献[15]中相近的增益。本文所设计的双极化领结形缝隙天线具有更小的腔体尺寸和缝隙长度，有利于系统的小型化。

4 结 论

与中间馈电的SIW腔体相似，对角馈电的SIW腔体可以激发TE110模和TE120模，在激发TE120模时腔体的反射系数更小，前向传输的效率更高。TE120模的谐振频率受表面电流路径的影响较大，表面缝隙的引入会增加电流传输路径，从而减小谐振频率。据此，本文获取了TE120模谐振频率的经验计算公式，并设计了正交矩形缝隙和正交领结形缝隙的双极化天线。通过比较发现，双极化领结形缝隙天线的带宽相对较宽，并且其缝隙尺寸更小，换言之，在缝隙尺寸相同的情况下领结形缝隙所在的SIW腔体可以更小，有利于设计小型化的阵列天线。测试结果表明，双极化领结形缝隙天线可实现单腔体5 dBi以上的增益和最大辐射方向超过25 dB的交叉极化性能。