一种航空声呐浮标多模式无线电调频技术

鲁宏捷

(中国航空工业集团公司洛阳电光设备研究所，河南 洛阳 471000)

0 引言

航空声呐浮标又称为无线电浮标，是广泛应用于海战场探测潜艇或水下目标的一种消耗性遥感声呐装备，多由航空反潜机进行布放，也可以采用舰船布放。浮标布放后，其水下声呐自动下放到一定深度开始收集水下声信号，通过电缆将声呐信号传输到水面浮体上的无线电发射机调制发射，随后由布放平台采用无线电接收机进行解调，经过信号处理完成探测功能。

海战场电磁环境和通信需求都较为复杂，频谱资源紧张，尤其是航空声呐浮标占用的VHF频段大量装备都在使用。国外浮标的无线电频率范围一般为136～173.5 MHz，划分为100个通道，通道中心频率间隔375 kHz，同一时间段布放使用的浮标各自占用其中1个无线电通道，布放平台需要采用多通道接收机进行接收解调[1]。

随着航空声呐浮标从被动到主动、从高频到低频、从全向到定向、从单阵元到多阵元、从单基地到多基地、从模拟到数字的发展历程[2]，对浮标无线电调制的要求越来越高：频带利用率要高，能支持更快的传输速率和信息速率；主瓣频谱能量要集中，旁瓣能量水平要低，尽量减小对邻道或者其他系统的干扰；同时由于浮标属于通用于多种反潜战术平台的一次性消耗装备，既要易于工程实现和低成本控制，又要易于扩展功能，具有强大的灵活性和兼容性。

浮标最初采用的是模拟FM[1]，但随着其衍生型号越来越多，越来越复杂，开始采用CPFSK，GFSK等数字调频[3]。为了在不同反潜平台上通用，或者保持新老型号通用，更多的浮标开始采用多模式设计[2，4]。例如北约的AN/SSQ-573浮标，这是一种可供大量使用的被动定向浮标，具有DIFAR，LFA和HIDAR三种工作模式，其中DIFAR和LFA模式下浮标无线电采用FM，传输的是宽带复合调制的模拟信号，包含1路声压、2路振速和罗盘方位信号以及卫星定位数据等；HIDAR模式则采用GMSK调制，传输的是上述信号的数字信息。AN/SSQ-955浮标也有类似的设计，具有DIFAR和HIDAR两种工作模式，无线电分别采用FM和GFSK调制。这种多模式浮标在使用前，可以根据平台或者战术需求，人为设置其中一种工作模式，因此具有良好的兼容性和灵活性。虽然文献[2-4]对各类浮标的调制类型进行了介绍，但未对其实现进行深入探讨。

随着数字技术的广泛应用，浮标声学部件大多在水下已经完成A/D采样，甚至完成初步的信号处理，进入无线电发射机前已经数字化。因此，浮标的无线电设计可以充分借鉴软件无线电的设计思想[5]。

文献[6-8]运用FPGA和DSP等数字芯片设计硬件平台，用软件完成MSK信号的调制、解调和同步算法，实用性很强。文献[9]论述了GMSK在MSK调制器之前插入高斯低通预调制滤波器的调制方式。然而，文献[6-8]所提及的MSK调制器并不能在输入之前直接插入高斯低通预调制滤波器。文献[10]提出了如何在前述MSK调制器后端插入高斯低通预调制滤波器实现GMSK调制的设想，但使用了2路高斯滤波器，代价较高。文献[11-13]分别从理论算法、硬件设计和仿真分析等角度论述了GMSK调制解调技术的实现，对GMSK调制解调器的设计实现极具参考价值，但没有论述如何兼容其他调制类型。文献[14]研究了一种频谱紧凑的高斯脉冲调频(Gaussian Frequency Modulation，GFM)体制,即基于高斯波形采用非正交窄带数字调制和非相干检测的解调方式,便于将现有的模拟调频电台改造成数字电台，提供了一种兼容模拟和数字通信体制的思路。文献[15]认为多模式调制解调技术建立在信号的正交分解理论基础上，因为根据正交分解理论，带通信号可用其低通等效复包络等效表示，然后将原来的带通调制解调转变成“基带调制解调”和“正交变频”2部分，基本确定了多模式调制解调技术的方向，但只对多模式解调进行了阐述，并未深入阐述多模式调制。文献[16-18]介绍了如何利用DDS芯片实现正交上变频，解决了基带调制以后的问题，这些DDS芯片都在软件无线电的实际应用中广泛采用。在此基础上，只要解决多体制融合的基带调制，就可以实现多模式调制。

航空声呐浮标在国内的发展时间并不长，仍有较大的发展空间。为适应一代平台多代装备的军事装备发展特点，需要研究一种通用的、多制式的、拓展性强的无线电调制器，以满足多模式浮标的需求。

1 数字调频基带信号的预调制

为了频谱紧凑，降低对邻道的干扰，数字调频一般都采用连续相位调频(CPM)，采用高斯预调制技术的通用平滑调频(GTFM)运用最为广泛[10]，效果更好。

高斯函数的一般表达式为：

(1)

其傅里叶变换为：

(2)

令F2(B)=1/2，BTb=α,可以求出时域方差和频域带宽、码元周期之间的关系：

(3)

将式(3)带入高斯函数，可得：

(4)

式中，Tb为待调制码元周期；B为高斯滤波器的3 dB带宽。二者积反映了高斯滤波器对调制信号的影响：BTb值越大，调制信号符号转换越陡峭，主瓣滚降越缓慢，旁瓣越高，符号间串扰减轻；BTb值越小，调制信号符号转换越平缓，主瓣滚降越迅速，旁瓣越低，符号间串扰加重。作为一个特例，MSK的BTb=∞。

以下假设码元速率为256 kb/s，以1/Tb的8倍率对式(4)的高斯函数进行采样，取±2Tb的采样点做归一化，可以得到高斯滤波器的卷积样值。图1分别给出了BTb为0.3，0.5的高斯滤波器样值。

图1 不同BTb高斯函数归一化样值Fig.1 Normalized sample values of Gaussian functions with different BTb

对于双极性码元序列样例(-1，-1，-1,1,1,1，-1,1，-1，-1,1,1)采用高斯滤波并归一化，可以得到如图2和图3所示的结果。

(a) NRZ码元经高斯滤波(BTb=0.5)前后对比信号

(b) 高斯滤波(BTb=0.5)信号眼图图2 BTb=0.5高斯预调制结果及信号眼图Fig.2 Gaussian pre-modulation results and signal eye diagram with BTb=0.5

(a) NRZ码元经高斯滤波(BTb=0.3)前后对比信号

(b) 高斯滤波(BTb=0.3)信号眼图图3 BTb=0.3高斯预调制结果及信号眼图Fig.3 Gaussian pre-modulation results and signal eye diagram with BTb=0.3

对比可知，BTb值越小，符号间过渡越平缓，表明频谱越紧凑；但眼图开度减小，表明符号间串扰加大。

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数字码元经高斯滤波器调制后，成为一个双极性的归一化序列信号gk(n),k表示对应的码元序号，n表示m倍码元速率的第n个采样点。可以看出，这个序列信号具有模拟信号的特点。如果采用直接调频，需将此信号转换为一定幅值的模拟电压信号。仍以码元速率为256 kb/s(1/Tb)为例，按照GMSK信号的调制指数h=0.5，其最大频偏是码元速率的1/2，所以双极性信号的最大频偏为±64 kHz(h/(2Tb)=1/(4Tb))。按照调制灵敏度为KfkHz/V,归一化双极性信号对应的最大模拟电压信号幅值为±64/KfV。

所以，可以将双极性的归一化序列信号gk(n)乘以64/Kf，转换为模拟电压信号，经采样周期Tb/m的D/A输出及低通平滑后，接入VCO即可实现直接调频,但是这样得到的GMSK信号的相位不够准确[13]。

2 高斯预调制信号GMSK间接调频调制器

以GMSK调制为例，采用正交调制间接调频，高斯预调制信号需要先转换为上节中得到的电压信号，再进行V/F变换并转换为弧度，进行时间积分，然后用其控制载波的瞬时相位，从而间接地控制载波的瞬时频率变化，其原理如图4所示。

图4 高斯预调制信号间接调频原理Fig.4 Principle of indirect frequency modulation of Gaussian pre-modulation signal

以高斯预调制信号m倍码元速率采样时，第k个码元第n个采样点的积分相位可以表示为：

(5)

式中，gk(n)为高斯预调制信号第k个码元第n个采样点值；φk-1为前一个码元的积分相位。

式(5)简化可得：

(6)

按照式(6)可以把图4简化为图5所示的实现方式。

图5 简化后的高斯预调制信号间接调频实现方式Fig.5 Implementation of indirect frequency modulation of simplified Gaussian pre-modulation signal

图5所示虚框内可以理解为1个h=0.5的MSK调制器〔9，11〕。

进一步对比高斯预调制信号的眼图，可以发现，φk(n)可以通过求截止到对应采样点眼图曲线下方的积分面积，乘以π/2m，再加上前一个码元相位积分值得到。因此可以把图2或图3眼图中的每条曲线，按照仿真计算结果求得精确的Δφk(n)序列值，并将其对应建立起1个表格，通过码元的前后关系以及码元采样点来进行查表，然后计算积分相位，通过DDS获得正交调制分量I=cosφ和Q=sinφ，可以节省大部分运算〔12-13〕。

仍以码元序列(-1，-1，-1,1,1,1，-1,1，-1，-1,1,1)为样例，按照图5进行仿真，并与MSK调制结果对比，可得MSK和GMSK(BTb=0.5)的相位路径对比如图6所示。

图6 MSK和GMSK相位路径比较Fig.6 Phase path comparison between MSK and GMSK

MSK的相位路径虽然连续，没有断点或突跳，但是在符号转换时仍然存在尖角，带来了一定的带外辐射。而GMSK改善了这一点，其在符号转换之间的相位变化平滑，没有尖角，1个码元周期的相位变化≤±π/2。

3 模拟/数字兼容调制器

根据上节内容，可以利用间接调频构成一种通用的架构，同时兼容模拟和数字调频，并且兼容多种数字调频体制，如图7所示。

输入vk是模拟信号A/D采样后的数字序列，采样率为1/Ts。一般浮标的宽带声学信号或者复合信号频率在40 kHz以内，采样率大于100 kHz即可。输入ak是周期为Tb的数字码元信号的m倍频双极性不归零码序列。一般浮标的数字传输速率不大于500 kb/s。输入h是调制指数，决定数字通道采用何种CPM体制。输入BTb决定数字预调制滤波器的特性。因此，通过输入控制和信号处理，上述架构可以兼容FM，CPFSK，MSK，GFSK，GMSK等调制体制。

多模式调制的核心在于基带处理，归结为完成积分相位φk(n)的计算，可以采用DSP，FPGA或者二者结合实现。模拟调频信号的处理较为简单，数字调频信号的处理，一般采用波形存储查表的方式实现。基带信号处理完成后，正交上变频可以由专用的DDS芯片或者内部带有NCO的高速DAC芯片实现。

仍以上文的码元序列为例，对上述调制器进行仿真，当采用h=0.5，BTb=0.5的GMSK调制时，正交调制分量I=cosφ和Q=sinφ信号及眼图如图8所示。

(a) 正交调制分量信号图

(b) 正交调制分量信号眼图图8 I=cos φ和Q=sin φ信号及眼图Fig.8 I=cos φ and Q=sin φ signal and eye diagram

4 结束语

在分析航空声呐浮标无线电调频需求的基础上探讨了一种适于浮标使用的兼容模拟FM和多种数字调频体制的多模式调制器架构。根据间接调频的基本原理进行推导，正交调制的关键是数字化基带信号转化的相位积分，而浮标无论采用模拟调频还是数字调频，其待传输的水下声呐信号均可以转化为数字序列，可作为正交调制分量的相位积分输入。采用对模拟采样信号和数字码元信号2种不同基带输入控制的管理方式，结合V/F变换、预调制等信号处理，可实现多模式切换。计算机仿真验证了此架构下基带预调制信号和正交调制分量信号的有效性。多模式浮标的使用，不但能够使航空声呐装备的性能得到改进和提升，而且可以节约装备研制成本，延长老平台旧装备使用寿命，具有较高的应用价值。