采用AB类源跟随器的无片外电容快速瞬态响应LDO

姚方舟, 张 章

(合肥工业大学 电子科学与应用物理学院,安徽 合肥 230601)

低压差线性稳压器(low dropout regulator,LDO)被广泛应用于无线能量传输和电池供电系统中。大电流、高稳定性、快速瞬态响应是当前LDO的部分发展趋势。LDO负载电流的突变会导致LDO的输出电压纹波,随着工艺的进步和工作频率的提高,特别当负载电流变化范围很大时,这一影响愈加严重,因此对于LDO快速瞬态响应的优化显得尤为重要。传统LDO输出一般需外接片外电容,使得芯片需要留出专用管脚,因为浪费芯片面积、不利于集成,还存在额外的寄生影响,所以采用内部补偿方式的无片外电容LDO也备受关注[1]。

无片外电容会影响LDO的系统瞬态特性以及环路稳定性。目前,国内外研究者提出了诸多提升LDO瞬态响应的方案。文献[2]采用一个恒定的偏置电流来提高转换率,且这个偏置电流不依赖于输出电流,但静态电流过大导致功耗较大,同时也需要一个较大的片上电容来抑制输出电压纹波;文献[3]提出的基于缓冲翻转电压跟随器(flipped voltage followed,FVF)的LDO,利用该结构的低阻抗特性实现大宽带,以增强瞬态响应特性,基于FVF结构的LDO的瞬态响应性能明显优于基于经典运放的LDO,但负载调整率较差,且输入电压范围较小,不适用于宽电压范围应用;文献[4]提出的动态极点方案,通过动态调整功率管栅极处的极点和功率管栅极寄生电容的充放电电流,提高LDO的瞬态响应和稳定性,但是设计中使用的NPN管限制了该方案的应用范围。另外,LDO作为一个负反馈系统需要高的环路增益以确保输出电压的精度,在实现高增益和大带宽的同时提高了频率补偿的难度。

本文设计了一种可用于无线能量传输的具有快速瞬态响应的无片外电容LDO。利用电容耦合对输出电压过冲进行检测,当负载电流发生跳变时,通过增大功率器件栅电容的充放电电流,增强了瞬态响应特性,而输出稳定后不再增加静态电流。所提出的LDO采用密勒补偿和AB类CMOS源跟随器缓冲级进行频率补偿,并引入负反馈,增加了环路相位裕度。以相对较低的功耗实现快速瞬态响应,具有宽输入电压范围,在改善电路瞬态响应的同时提高了环路的稳定性。

1 LDO传统电路分析

传统LDO的典型结构如图1所示,包含误差放大器、功率器件和反馈网络。图1中:Co为负载电容;RL为负载电阻;RF1、RF2为反馈取样电阻。

图1 传统LDO结构

未补偿的无片外电容LDO在环路中有2个低频极点,其中主极点p1位于功率管栅端,次极点p2位于输出端。LDO功率管的尺寸较大,其寄生电容不可忽略。因为寄生电容的密勒效应,功率管栅端的等效电容一般为pF级别,与误差放大器输出端的等效电阻构成主极点p1,当负载电流发生从μA到mA数量级的跳变时,功率管仍有20 dB左右的增益,所以极点p1处于较低频率,为主极点。输出端的等效阻抗与负载电流成正比,负载电流的增大,会使得极点p2的频率提高。相应的负载电流对主极点p1影响较小,p1的频率相对固定。因此对无片外电容LDO而言,重载情况下,即负载电流越大时,稳定性越好。而轻载情况下,即负载电流较小时,LDO输出阻抗将增加,p2的频率会降低,从而与主极点p1接近,并因此导致环路的稳定性明显变差。综上所述,无片外电容LDO在轻载时稳定性最差,在重载时稳定性最好,其传递函数可表示为:

(1)

其中:Vfb为反馈电压;Vref为基准电压;Av为环路增益;p1、p2为LDO的2个极点。

LDO常用的补偿方法有ESR补偿、动态极点补偿、缓冲级补偿和密勒补偿。其中:ESR补偿方法适用于有输出电容的LDO设计[5];动态极点补偿方案通过移动次极点增加环路的相位裕度,提高稳定性;缓冲级补偿通过增加缓冲级的方式,利用缓冲器输出阻抗低的特点,将本来很小且位于LDO环路带宽内的次主极点推向高频,实现单极点系统,从而实现系统的稳定;密勒补偿用法也很普遍,密勒补偿将原本靠得很近的极点分裂开来,从而使系统稳定下来。

2 LDO电路具体分析与设计

2.1 瞬态响应分析

当LDO的负载电流在短时间内在轻载与重载之间跳变时,功率管栅极电压无法立即响应,会导致输出电压降低。当栅极电压响应降低并足以提供负载电流后,输出电压会重新升高并恢复至正常值。同理,当LDO发生从重载到轻载的跳变时,功率管栅极电压同样无法立即响应,输出电压会先升高再降低。典型的LDO在负载瞬态响应过程中,其输出电压变化如图2所示[6]。

图2 典型的LDO瞬态响应示意图

LDO的瞬态响应性能通常包括响应时间(Δt1+Δt2、Δt3+Δt4)和过冲电压(ΔV1、ΔV3)2个方面,其表达式分别为[7]:

(2)

(3)

Δt2≈(ΔV1-ΔV2)(CL+Cb)/Imax

(4)

Δt3≈1/Bc1

(5)

(6)

因为本设计是无片外电容结构,所以ΔVesr取0,CL是输出端的寄生电容。由此可知,可以通过增加环路带宽Bc1和功率管栅极的驱动电流Isr,以减小Δt1和Δt3。而Δt2的大小由充满负载电容所需时间以及开环频率响应的相位裕度决定,Δt4的大小则由反馈电阻上的电流Ipull-down决定。上冲电压和下冲电压的大小主要由Δt1、Δt3和Isr决定。

2.2 瞬态响应增强电路

瞬态响应增强的方式较多,其中通过电容耦合方式增大电流镜偏置电流的电路结构如图3所示。

电路结构中,M1管和M2管是一个基本的等比例电流镜,I1为输入电流,I2为输出电流,电阻R1与电容C1起到高通滤波的作用。当Vpulse固定不变时,电容C1不导通,电流I1和I2相等。当Vpulse为脉冲信号时,脉冲信号通过电容C1耦合到M2管栅端,感应脉冲信号跳变,电压随之跳变,相当于在不影响输入电流I1的前提下,为I2在直流偏置的基础上叠加了额外的电流。

图3 通过电容耦合增大电流镜电流的电路结构

本文中所采用的快速瞬态响应的具体实现电路结构如图4所示。

图4 具体快速瞬态响应的实现电路

在输出负载不发生跳变时,VOUT处于稳定状态,由于电容C1、C2的隔离作用,V1、V2由偏置电压Vbias决定,输出电流I1和I2保持不变。当VOUT从稳定状态跳变至高电压时,因为电容C1和C2的高通特性及大电阻R1和R2的隔离作用,上过冲电压变化会耦合到V1和V2,所以促使M3管的栅源电压增大,M4管关断,I1瞬间增大,I2降低至0,经过电流镜镜像后,瞬间加大功率器件的栅电容放电电流。同样地,当VOUT从稳定状态跳变至低电压时,下过冲电压变化会耦合到V1和V2,促使M4管的栅源电压增大,M3管关断,I2瞬间增大,I1降低至0,经过电流镜镜像后,瞬时加大功率器件的栅电容充电电流。

2.3 缓冲级电路

电压缓冲器是模拟和混合信号电路以及处理系统中必不可少的构件,特别是对于小信号需要传递至大容性负载而又不会失真的应用而言[7]。缓冲器的输入电容必须尽可能小,以确保小信号尽可能不会受到影响,且输出级具有高压摆率性能,以便可以保持驱动信号具有大的电容负载。

常见的用于缓冲器的源跟随器的电路结构如图5所示。

图5 常见的源跟随器电路结构

图5a所示为一个常规的PMOS源极跟随器,被广泛用作电平移位电压缓冲器。但缺点是对电阻负载敏感。为了克服这个问题,存在一个缓冲区,通常称为超级源跟随器[8],如图5b所示。图5b的拓扑与图5a相同,但是由于流经M1的漏极电流被恒定电流IB偏置,并且与输出电流无关,因此VSGM1相对于输出电流也保持恒定。

文献[9]指出,虽然超级源跟随器输出相对负载变得不敏感,但是摆率仍处于A类范畴中。对于超级源跟随器,正向摆率受限于偏执电流与负载电容的比值IB/CL。因此文献[9]提出AB类超级源跟随器,电路结构如图6所示。

图6 AB类超级源跟随器电路结构

AB类超级源跟随器是由M1～M4、Rlarge、C1组成[9],其中Rlarge由二极管接法的MOS管替代。对于AB类超级源跟随器,在静态时,M4和M5为电流镜,流过M4的静态电流与M5的静态电流对应成比例,相较于传统跟随器,静态电流只多了一路M3的电流。因此采用此跟随器后,LDO具有较强的大信号响应能力,能够显著缩短大信号建立时间Δt1和Δt3。

M1为共源放大器A1,Rlarge和电容C1组成高通滤波器,Rlarge为阻值足够大的电阻,导通频率很低,而电容C1相较于M3的栅电容大很多,小信号能传递到M3。因此,M3、M4可以看作AB类放大器A2;A1和A2则级联成两级放大器,此放大器通过级联,将输入等效为VIN与输出VOUT之差,即采用单位负反馈。因此,AB类超级源跟随器可以看作单位增益缓冲器,由于此反馈属于串联-并联反馈,其输出阻抗为:

Rx=Rx/(1+GmRx)+tsr≈1/Gm=

1/gma1(gma3+gma4)ro

(7)

其中:Gm为两级放大器的等效跨导;Rx为跟随器开环输出阻抗;gma1、gma3、gma4分别为M1、M3、M4的等效跨导;ro为ro1//ro2的值,ro1、ro2分别为M1、M2的漏源电阻。

从(7)式可以看出,相较于传统跟随器的输出阻抗1/gma1,等效阻抗降低了(gma3+gma4)ro倍。因此,可以将次极点p2推到更高的频率,从而增加系统带宽。

2.4 LDO整体电路实现

为了提高LDO的瞬态响应性能,本设计采用瞬态响应增强电路。该LDO包括一个误差放大器、带隙基准模块、功率管MP和驱动功率管MP瞬态响应增强电路,具体电路如图8所示。增强电路从环路的闭环带宽和功率管的栅极驱动电流2个方面入手,大大提高了瞬态响应性能。同时,该LDO结构具有较大的功率管栅极寄生电容的充放电电流和低阻抗特性,从而实现了大带宽特性,也显著提高了瞬态响应性能。

误差放大器由MA1～MA11管组成,是一个PMOS输入的折叠式共源共栅运算放大器,可以节省静态功耗,同时有效减小功率管的尺寸。

中间级为快速响应检测电路,由MC1～MC8管组成,采用电容耦合的方式检测负载电流跳变,并最终通过电流镜镜像后,瞬间增大功率器件的栅电容充放电电流。

缓冲级为采用AB类超级源跟随器的缓冲器,由MB1～MB3管组成,同时引入负反馈技术,显著减小了缓冲器的输出阻抗,并且增强了功率管栅极的摆率。MP为功率管,是一个采用最小栅长的PMOS管,以减小芯片面积。

由图8可知,误差放大器为普通折叠式共源共栅运算放大器,缓冲级作为第2级,功率管MP为共源放大器接法,是LDO的第3级放大器。因此,本文设计的LDO可看作三级运放结构,必然存在稳定性问题。这里采用密勒补偿和缓冲级补偿的方法对环路进行补偿,使其稳定。其中:gm1、gm2、gmP分别为LDO第1级、第2级和功率管MP的跨导;β为反馈系数RF2/(RF1+RF2);C1、C2、ro1′、ro2′分别为LDO第1级和第2级的输出电容

和输出电阻;Coeq、Roeq分别为LDO输出端的等效电容和等效电阻;CC、RC分别为密勒补偿电容和调零电阻[10]。

图7 提出的LDO整体电路

3 仿真结果与分析

完整版图如图8所示,包含LDO基准模块。

本文设计的采用AB类源跟随器的无片外电容快速瞬态响应LDO,采用CSMC 0.35 μm工艺的3.3 V器件库,利用Cadence工具完成整体电路的设计与仿真。支持2.1～4.8 V电源电压范围。输出电压值为1.2 V,负载电流范围为2～300 mA。

图8 LDO的整体版图

负载电流在2～300 mA之间跳变,跳变时间为1 μs,瞬态仿真结果如图9所示。

从图9可以看出,LDO上过冲电压和下过冲电压最高值分别为111、188 mV,输出电压达到稳定的系统响应时间分别为3.2、2.1 μs,2 mA和300 mA负载电流稳定后的输出电压之差仅为200 μV,表明该LDO系统的瞬态响应性能良好。

图9 电路的负载瞬态响应波形

LDO环路在负载电流下的相频特性曲线Y0及幅频特性曲线Y1如图11所示。

从图11可以看出,在2～300 mA负载电流范围内,环路在负载变化过程中最低相位裕度为85°,缓冲级负反馈起到了降低输出阻抗的作用,LDO系统稳定。

图10 环路小信号频率特性的仿真曲线

几款LDO的性能比较结果见表1所列。

本文设计的采用AB类源跟随器的无片外电容快速瞬态响应LDO,在瞬态响应、最大负载等方面具有一定的优势,综合性能良好。

表1 本文与其他文献的LDO参数对比

4 结 论

本文采用CSMC 0.35 μm工艺,设计了一种采用AB类源跟随器的无片外电容快速瞬态响应LDO,在现有瞬态响应增强方案的基础上,加以优化改进,给出了本文的设计方案。该LDO中所采用的电容耦合方式瞬态响应增强电路,能检测负载的跳变,同时增大功率器件的充放电电流,实现输出摆率增强,以提高系统的瞬态响应性能。添加了AB类源跟随器作为缓冲级电路,并利用负反馈结构技术,使缓冲器的输出阻抗显著降低,以提高环路的稳定性。仿真结果表明,该LDO基本达到设计指标。当负载电流在2～300 mA范围内变化时,输出电压的最大过冲值为188 mV。在低频带范围具有良好的PSRR,能够有效抑制电源纹波,且相位裕度在85°以上,环路稳定性良好。