有源箝位反激谐振网络的研究

2022-04-22郭明良孙冬

电子测试 2022年7期

郭明良，孙冬

（黑龙江科技大学，黑龙江哈尔滨，150000）

0 引言

1 基本工作原理

有源箝位反激的一个周期内包含七个模态，图1显示了每个模态下的等效电路。在模态(I)中，QL处于导通状态，因为VGS(QL)很高，因此连接到Lm的VBULK导致Im线性增加，为Lm存储能量。在模态(II)中，QL和QH均关闭，峰值磁化电流对QL的结电容Coss（QH）充电，对箝位开关的结电容QH放电并且同时对次级整流器的结电容放电。因此，随着VSW从0V上升到高电平，QL上的电流IQL减小，箝位电流ICc增加，次级整流器电流ISEC增加。模态中（III），QH还没开启，所以Im先流过QH的体二极管给CC充电。在第四个区域(IV)中，当VGS(QH)为高时QH导通时，nVOUT开始对Lm退磁，因此Im开始衰减并且Lm将其能量释放到输出。同时，Cc通过与Lk共振吸收Lk能量，所以IC为正方向。在第五个区域(V)，IC开始反向谐振，因此ISEC变高，这表明磁化和泄漏能量都释放到输出。第六区（VI）出现在谐振完成之后。次级二极管整流器在零电流(ZCS)时自然关闭，因此nVOUT无法进一步退磁Lm。相反，随着QH保持导通，箝位电容器电压(VC)接管以继续对Lm去磁，因此Im在QH关闭之前继续反向运行。在QH关闭的最后一个区域，负磁化电流Im(-)开始对COSS(QL)放电，给COSS(QH)充电，并对次级整流器的结电容充电，因此VSW从高电平下降到0V。最后，回到第一个区域，当VSW达到0V时QL开启，因此获得ZVS。

图1 有源箝位反激不同模态下的等效电路

2 谐振网络分析

2.1 原边谐振网络分析

传统的有源箝位谐振网络是原边谐振，即副边电容折算到原边之后远大于箝位电容，在谐振过程中，其两端电压值基本不变，所以其容值对谐振网络影响极小，可简化为一个电压源，因此在谐振时是利用原边的箝位电容同漏感进行谐振，故称为原边谐振。

根据上述分析，原边谐振过程的等效电路图如图2所示。

图2 原边谐振网络等效电路

其中Cc为箝位电容，Lk为漏感，Lm为励磁电感，n×Vo的电压源为输出电容等效到原边后的近似电压源。分析该等效电路可知，Lm两端电压被箝位到n×Vo，故Lm也不参与谐振过程。只有Lk与Cc谐振。故可对电路进行求解：

图3 原边谐振电流波形示意图

这就会带来一个问题，就是当参数设计不合理，或者系统波动的时候，Ipri和Im可能会在正电流区域相遇，导致副边同步整流管提前关断。而大多数的同步整流芯片从关断到下一次开通之前需要承受正向的VDS电压，以市场上广泛使用的芯源公司生产同步整流芯片MP6908为例，他从关断到开通需要检测同步整流管的VDS在一定时间内从2V降至-40mV才会开通，但是由于Ipri和Im提前相遇之后，电流仍然正向流动，即 VDS＜ 0 ,所以同步整流芯片不会工作，副边电流会经由同步整流Mosfet的体二极管流过，从而失去了同步整流的效果，增大了其上的损耗，对散热和效率产生不利影响。

2.2 副边谐振网络分析

除原边谐振的方式以外，还有副边谐振的方式。当折算到原边的副边电容（ Co/n2）远小于原边箝位电容（Cc）,此时原边箝位电容将等效为一个电压源，谐振网络变成原边漏感与副边电容谐振，其谐振网络等效电路如下图所示：

贵重的礼物老师或许不能接受，但是送几支红笔聊表心意却是非常合适的。身为老师，批改作业的时候难免用到红笔。所以说红笔是最合适不过的礼物了。

图4 副边谐振网络等效电路

由上述公式可以分析出，当采用副边谐振的时候，变压器原边的电流波形(ipri)由两部分组成。一是线性分量，其斜率为 - n Vo/Lm，因此其为平行于Im，并处于Im下方的一条直线。二是正弦分量，其系数为负，所以会先向下震荡。谐振电流的整体示意图如下：

图5 副边谐振电流波形示意图

由上图可以看到，在副边谐振的条件下，由于正弦分量的系数为负，因此不会出现励磁电流与原边电流过早相遇，导致同步整流管提前关断的问题。但是在副边谐振条件下，要实现副边同步整流开关管的零电流关断，需要满足以下条件：

（1）谐振电流和励磁电流必须能够相遇，即联立使两电流相等，联立后方程如下所示：

当该方程有解时，上述条件即可成立。

（2）在满足上述条件的基础上，另一个必要的的条件式原边电流与励磁电流应该在电流为负时候相遇，之后原边开关管导通，则可实现副边的ZCD。

2.3 原副边同时谐振网络分析

以上分析的谐振网络，不管是原边谐振还是副边谐振，究其根本都是变压器一端的电容与漏感进行谐振，而另一端电容由于容值相对较大，在分析的时候将其等效为电压源。若将原边的谐振电容和折算后的副边电容都调整到同一数量级，则可以将原边电容和副边电容都引入谐振网络，二者均参与谐振过程，其等效电路图如下。

图6 原副边谐振网络等效电路

根据等效电路可以求得在该谐振网络下的电流表达式为：

由上述公式可以看出，在这种谐振网络下，电路的谐振情况由原边电容和副边电容共同决定。并且其中正弦分量的系数不再是一个常数，因此电流波形构成更加复杂，方便通过原边和副边共同对电流波形进行改动，以完善谐振电流波形。

值得注意的是，当副边电容参数谐振，即在副边谐振及原副边共同谐振的情况下，为了维持输出的稳定，要在后级加入LC滤波。LC滤波可以滤除前级谐振所造成的电压波动，保持输出电压的平稳。

3 仿真验证

本次仿真基于SIMPLIS软件，以一款输出电压15V，最大功率为75W的ACF为例进行仿真，变压器原边感量55uH。由于箝位电容大小直接影响谐振过程，故需要通过开关周期来确定。由上面分析可

因此，谐振电容的大小可用以下公式进行近似估算：

带入后可得，Cc=220nF。

当然，该计算容值仅为近似的仿真参数值，其最终值的确定还要考虑电路的开关损耗的导通损耗，所以要根据实际情况做适当修改。

设计如下仿真参数，以进行不同谐振网络下的谐振电流波形情况。

谐振方式 Cc（nF） Co/n2（nF） Ceq（nF）原边谐振 220 27800 218.3原副边谐振 282 1000 220原副边谐振 293 880 220原副边谐振 330 660 220副边谐振 100000 220 219.5

所得仿真波形如下所示。

图7 原边谐振电流波形

从上述仿真波形分析可知，不同的谐振网络参数值对谐振电流波形有着巨大的影响。从图8、图9可以看出，副边谐振以及原副边谐振由于其不同的谐振波形，从根本上避免了Im和Ipri提前相交导致同步整流提前关断的风险。

图8 副边谐振电流波形

图9 原副边谐振电流波形

同时，从图9可以看出，相比于副边谐振，原副边谐振有着更多变的电流波形情况，方便进行调节和控制，并且通过仿真可以发现，在Co/n2=880nF的情况下，副边拥有相对较好的电流波形，其有效值更小，从而可以降低同步整流的导通损耗。而且，较小的交流分量和有效值，可以使变压器的铁损和铜损都降低，从而减小变压器的损耗，降低其发热情况，增加整体效率。