一种可变增益的音频放大电路设计及实现

陈梦凡，郭涛，啜燕军，畅彦祥，万晨

（中北大学仪器科学与动态测试教育部重点实验室，山西太原 030051）

声音信号的采集与分析技术促进了多媒体、工业应用以及各基础学科领域技术的进步。由声音采集设备转换产生的电压信号幅度变化很大，固定增益放大电路只能提高小信号的幅度[1]。因此需要一种高性能的放大电路对声音信号进行处理，该电路制约着整个系统的增益、功耗、噪声等性能指标，是整个系统的重要组成部分。

为实现该电路，现有以下几种设计方法[2-4]：文献[2]中将一种电阻反馈式自动增益控制电路应用于音频设备，利用数字信号处理器控制可变增益放大器（VGA），根据ADC 输出选择合适的反馈电阻，设置对应输出增益，该方法在处理过程中会存在一定延迟性。文献[3]中采用MOS 管-电阻反馈结构和增益控制单元来实现高精度、高动态范围的声音信号处理电路，该方法输出摆幅有限且噪声性能相对较差。文献[4]中设计了一种手动控制增益的VGA 电路，根据传声器输出特性，级联晶体管的工作模式在饱和三极管之间切换以调节增益，因为需要人为设定控制电压，该结构不能实现增益的精确控制，同时由于改变栅级晶体管的栅极电压来选择工作区域，输出直流电平随着控制电压的变化而不断变化，也使得电路不够稳定。

该文介绍了一种自动增益的音频放大电路。它由前级放大级和增益控制电路组成，根据传声器的输出特性，将电压分为3 个增益区间，可以自动设定放大器闭环增益。增益控制电路主要由峰值检测器、电压比较器和模拟开关组成，这种数字控制电路使得放大器增益的触发/释放时间相对很小，从而减少了处理延迟的状况，保证了信号的快速处理。

1 电路设计

系统主要由前置放大电路、峰值检测器、阈值检测模块和可变增益放大器组成。系统框图如图1所示。

图1 系统框图

1.1 前置放大电路设置

该电路可对前级电路采集信号进行10 倍放大，实现20 dB 固定增益。当输入的声音信号十分微弱时，通常会淹没在噪声中，因此需要具有高共模抑制比、高输入阻抗、低噪声等特性的前置放大电路[5-6]。系统采用了超低失调电压和高输入阻抗相结合的运算放大器OP07[7]，它的共模抑制比高达112 dB，输入失调电压温度漂移为0.3 μV/℃，能有效抑制共模干扰引入的误差，提高信噪比和系统精度，确保信号放大时引入的噪声和漂移尽可能小。

在进行信号放大的同时，为了使电路应用于音频范围为20 Hz～20 kHz 的信号处理，该设计还具有滤波功能[8]。对于滤波而言，阶数越高则幅频特性越好，但相应的电路成本也越高。通过综合考虑该设计，采用了二阶巴特沃斯高通滤波器和二阶巴特沃斯低通滤波器串联构成四阶有源带通滤波器[9]，其中通带的下限频率为高通滤波器的临界频率，通带的上限频率为低通滤波器的临界频率。巴特沃斯滤波器可以提供最大的通带平坦度，阶数越高通带内的平坦区域就越宽，没有纹波，而在阻频带则逐渐下降为零。为了减少噪声影响，将高通滤波器设计在模块前端，由它产生的噪声可被后面的低通滤波器滤除。前置放大电路原理，如图2 所示。

图2 前置放大电路

由图2 电路可知，高通滤波器的传递函数为：

其中，α=1+R3/R4，表示电路增益。

低通滤波器为单位增益电路，其传递函数为：

1.2 峰值检测器设计

峰值检测器作为均方根-直流（RMS-DC）转换器，通过将交流信号转化为直流信号计算电压有效值，用于代表输入信号的交流幅度[10]。由于声音信号是随机变化的，在信号转换过程中，电路很难对其做到连续修正，输出的RMS 电压容易存在较大误差和较差线性度。因此该部分电路采用了AD637 专用芯片[11]，它具有非常小的迟滞误差，可以准确测量任何复杂波形的均方根值，无论是周期信号还是非周期信号，AD637 都能满足高精度的要求，转换精度可达0.1%，具有扩展的频响性能，在-3 dB 带宽时，时频响可高达8 MHz。

对于大多数RMS 转换器来说，常用的转换方法为直接计算法，其定义公式如下[12]：

VRMS为输入信号的有效值；T为测量时间；VIN(t)为输入电压。

AD637 芯片体现了均方根方程的隐式计算方法，克服了直接均方根计算的固有限制。在结构上它是由平方/除法器、有源整流器、缓冲放大器、滤波电路等组成，其实际计算公式如下[13]：

具体实现电路如图3 所示。

图3 RMS-DC转换电路

对于AD637 来说，误差主要来自于交流纹波，通过增加平均电容值或滤波网络可以减少纹波误差。由于平均电容值呈指数增长，稳定时间与平均电容值呈正比关系，因此单独依靠增加平均电容值减少纹波的同时，稳定时间也会按比例增长，该方式不可取。综合考虑，该设计运用C7、C8、R9、R10构成二阶Sallen-Key 滤波器，这样在不增加CAV、不增加稳定时间的情况下，就能起到减少纹波的作用。电容C5、C6为供电电源的去耦电容，可对电源产生的高频杂波起到抑制作用，从而保证输入电源的稳定性。

1.3 阈值检测模块设计

阈值检测模块负责实时采集AD637 芯片的输出电压VRMS，并将其与设置阈值相比较。为保证电路整体的可靠性，该模块需要分辨率高且工作稳定。因此采用双电压集成比较器芯片LM393 实现阈值检测[14]，它由两个独立的高精度电压比较器组成，最大失调电压仅为2 mV。当VRMS高于设定阈值时，比较器输出高电平，反之则输出低电平。阈值检测模块如图4 所示。

图4 阈值检测模块

使用LM393 的两个电压比较器通过分压电阻分别设置阈值VDE和VRP，将电压等级划分为3 个增益区间。通过后级可变增益放大电路使每一区间对声音信号产生不同程度的放大或衰减，从而实现无论输入信号过大或过小，输出电平都会在一个合理范围内。

1.4 可变增益放大器设计

可变增益放大器的增益改变方法有多种，每种方法各有其优点和局限性[15]。该设计利用集成多路模拟开关ADG409 切换不同通路实现对信号的放大或衰减。ADG409 是双四选一模拟开关，每组四选一模拟开关分别由A1、A0控制输出，具有低功耗、高开关速度和低导通电阻的特性，所有通道都具有先断后合的切换功能，可防止切换通道时发生瞬时短路。该方式的主要缺点是内部导通电阻或多或少会影响后级放大器的增益，从而影响信号的传输精度。当VDD=15 V、VSS=-15 V 时，RON=40 Ω；当VDD=12 V、VSS=0 V 时，RON=90 Ω。可见，适当提高VDD有利于减小导通电阻RON的影响[16]。其控制真值表如表1所示。

表1 ADG409控制真值表

该模块由模拟开关、反相放大电路、反馈回路组成。电路原理如图5 所示。

图5 可变增益放大器

反相放大电路（由U1、R17、R18、R19、R20、R21组成）通过选择不同的输入电阻R17、R18、R19对划分的3 个增益区间进行不同程度的放大或衰减。当VRMS＜VDE时，控制端A0=0，A1=0，电路选通S1A 通道；当VDE≤VRMS≤VRP时，控制端A0=1，A1=0，选通S2A 通道。当VRMS＞VRP时，控制端A0=1，A1=1，该部分电路选通S4A通道。单位增益电路（由U2、R22、R23组成）主要用于对前端输出信号进行反相处理。

2 电路仿真分析与实验

2.1 前置放大电路仿真

对于图2 所示的放大电路，通过Multisim 对放大电路进行仿真，如图6 所示，用正弦信号作为模拟信号源得出幅频特性曲线。根据设计的电阻、电容参数，计算得通带上限截止频率为：

图6 前置放大电路仿真

通带下限截止频率为：

因此电路通带可达到20 Hz～20 kHz，根据图6（b）的仿真结果分析可得，该频带内增益平稳，没有异常凸起等现象，满足设计需求。

2.2 峰值检测器仿真

将不同幅值、不同频率的信号作为模块输入，验证AD637 芯片的线性度。实验中采用输入电压有效值为100～1 000 mV，频率分别为50 Hz、1 kHz、10 kHz的正弦波信号作为输入，用origin 拟合得到输入输出特性曲线，如图7 所示。

图7 AD637特性曲线

通过上述验证实验可知，AD637 可以有效测量不同峰值、不同频率的电压有效值，具有非常小的迟滞误差，能够满足高精度需求。

2.3 实验测试结果

通过实验对设计电路进行动态性能分析，为了保证输入信号可控，同时方便观察输出信号，在测试时采用函数信号发生器产生标准的正弦信号，利用数字示波器观察输出信号。如图8 所示，显示了输入信号在不同增益区间下VGA 的理想输出和实际输出的比较。将动态范围1～35 mV的8 kHz正弦输入应用于电路输入端，在示波器上测量VGA的输出。

图8 不同增益区间输入/输出特性曲线

3 结论

设计了一种可变增益的音频放大电路，根据所用传声器的输出，将电压等级分为3 个增益区域，可实现20 Hz～20 kHz 声音信号的自动增益控制。前置放大器由带反馈电阻和四阶带通滤波的运放组成，增益控制电路由峰值检测器、电压比较器和模拟开关组成。对比利用软件实现的自动增益控制电路，该设计不需要使用复杂的算法，为音频信号处理技术提供了一个好的解决方案。