基于宽禁带元件的电池储能用双向直流变换器

何国锋，李小敏，董燕飞，司文杰

（河南城建学院电气与控制工程学院，河南 平顶山 467036）

0 引言

为实现“碳达峰，碳中和”目标，我国的能源结构正向绿色低碳方向发展[1]。光伏、风电等可再生能源作为重要的绿色低碳能源，在我国的一次能源占比中正在逐年增高，可再生能源渗透率的大幅提升对电网稳定和电能质量造成的影响愈加明显。因此，为了保证微电网电能质量，可再生能源系统必须配备储能装置，电池储能系统成为可再生能源质量和效率提升的关键保证[2]～[11]。

低压模块分散接入式储能系统可避免电池模块短板效应，具有冗余性好、电池损耗少、安全性高等优势，其结构如图1所示。

图1 光伏系统电池模块分散接入式储能系统结构Fig.1 Energy storage system constructed by decentralized battery modules in PV system

图中，双向直流变换器控制功率的双向流动，实现电压宽范围的调节，确保电池组在系统中正常执行储能功能。对其拓扑结构、功率密度、功率转换效率以及调制策略进行改进成为研究热点。

随着宽禁带半导体材料的应用与发展，以GaN作为材料的开关管具有更低的驱动损耗、更快的开关速度与零反向恢复特性[12]，将其应用于高频变换器的设计可以改善变换器的效率与功率密度。本文在基本的双有源桥型直流变换器（Dual Active Bridge，DAB）拓扑基础上，结合GaN器件，设计应用于低压储能系统的500 kHz高频变换器。对变换器的参数、GaN驱动电路以及高频PCB线路布局进行设计，并对样机进行实验测试。

1 双有源桥型直流变换器

双有源桥型直流变换器是隔离型双向直流变换器的一种基础而重要的拓扑，其拓扑结构如图2所示。

图2 双有源桥直流变换器拓扑图Fig.2 Topology diagram of dual active bridge DC converter

图中：Vp为原边全桥两个桥臂重点之间电压；Vs为副边全桥两个桥臂之间中点电压。

由图2可知，双向有源桥（DAB）主要由两组全桥电路、电感与高频变压器组成，拓扑结构具有对称性。通过控制全桥开关管，在电感两侧形成有移相角的方波电压，经过一个开关周期的充电与放电过程，实现能量的双向传递。该拓扑控制具有方法简单、易实现软开关等优势。

2 高频DAB变换器设计

针对一个低压储能系统的应用场合，储能系统的输入电压为400 V，输出电压为48 V，额定传输功率为2 kW，设计实现500 kHz高频DAB变换器。

2.1 拓扑设计与氮化镓开关管选择

本文系统参数设计拓扑如图3所示。

图3 DAB变换器设计拓扑图Fig.3 Designing topology diagram of DAB converter

磁网络采用两个变压器原边串联、副边并联的方式，称为矩阵变压器。矩阵变压器可以进一步减小副边开关管的电流应力，减小每个开关管导通电流以减小导通损耗，此外矩阵变压器具有变压器高压侧自动均压、低压侧自动均流的优良特性，非常适合高电压变比和低压大电流的应用场合。将单一变压器更改为矩阵变压器也可以减小变压器铁芯的规模和损耗。

在开关管的选择上，由于开关频率需要达到500 kHz，而宽禁带器件具有更低的驱动损耗、更快的开关速度与零反向恢复特性，适合用于高频开关条件。依据两侧的电压和电流应力的要求，高压侧选择GaN System公司的GS66516B型号GaN HEMT，额定电压为650 V，漏源电流为60 A。低压侧选择EPC公司的EPC2022型号GaN HEMT，额定电压为100 V，漏源电流为90 A，由于低压侧的电流较大，为减小导通损耗与电流应力，低压侧开关管选择两个并联使用。

2.2 高频变压器设计

依据损耗最小和效率最优的原则，对变压器匝比进行设计[13]，设变压器的匝比为n，则可得到变换器的电压传输比K。

当变换器的电压传输比K不等于1时，软开关范围将减小且电流应力会增大，此时变换器的损耗增大，效率降低。故变压器匝比的选择应尽可能使电压传输比接近1，取变压器匝比n为4。

在本文设计中，变压器将用于500 kHz开关频率的变换器，因此应考虑高频交流电流在绕组导体形成的趋肤效应[14]。趋肤深度表达式为

式中：δ为趋肤深度，mm；fs为开关频率，Hz；T为导体温度，℃。

利用趋肤深度确定变压器绕组导线或铜箔的直径或厚度，取值尽量小于趋肤深度，以减小变压器的铜损耗。目前适用于500 kHz以上频率的锰锌功率铁氧体型号为DMR50，再依据原边电动势估算有效截面积，从而选取变压器规格为PQ26/25。为尽可能利用上磁芯的窗口面积，将磁芯的窗口利用率控制在0.2，调整绕组匝数或铜箔宽度，并在满足匝比的情况下尽可能增大变压器的载流能力与励磁电感值。最终实现将最大工作磁密控制在磁芯的线性区内。

2.3 电感设计

电感作为DAB变换器最重要的一个磁元件，其大小决定着变换器的电流工况、变换器在不同负载下的移相比选择以及整体效率上限。在此，主要依据损耗最小和效率最优的原则对DAB变换器电感参数进行设计。

电感的设计须要考虑变换器的损耗。变换器损耗的大部分为电阻性损耗，电阻性损耗主要包括开关管的导通损耗、变压器与电感的铜损，其中以开关管的导通损耗为主损耗，导通损耗大小受到电感电流有效值和开关管的导通电阻影响。因此本文采用电感电流有效值作为指标，求取额定传输功率下，不同电感感值对应的电感电流有效值。选择最小电感电流有效值对应的电感感值，即为变换器的最佳电感感值。

计算得到变换器电感电流有效值与电感的感值之间的关系曲线，如图4所示。

图4 电感电流有效值与电感感值关系曲线Fig.4 Relationship curve between inductor current RMS and inductance value

由图4可知，随着传输电感的感值增大，变换器的电感电流有效值先减小后增大，在感值为4 μH时，存在一个最小值。

在DAB变换器磁网络中，电感主要由附加电感与变压器的漏电感串联组成，需要通过测定实际变压器的漏感值再相应补充附加电感，用于高频变换器的电感设计，原理同变压器设计相同。

2.4 滤波电容设计

高、低压侧滤波电容考虑1%的纹波，其表达式为

式中：icap（t）为电容电流瞬时值。

对于电容的选择，除了考虑电容值的选取，也需要考虑电容的额定纹波电流，纹波电流通过副边电流瞬时值与输出电流的差获得，表达式为

选取相应数量与规格的电容以满足上述要求，此外考虑动态过程，需要适当增大容值以满足母线电压瞬变要求。

2.5 变换器理论损耗分布计算

DAB变换器的损耗主要包括开关管损耗、变压器与电感的损耗以及其他损耗。其中：开关管损耗包括驱动损耗、开通关断损耗与导通损耗；变压器与电感的损耗包括铁芯的铁损与绕组的铜损；其他损耗主要是辅助电源、线路电阻、母线电容引起的，需要通过实验测定且基本为定值，具体的损耗分类如图5所示。

图5 DAB变换器损耗分类Fig.5 Loss classification diagram of DAB converter

在各种损耗分析中，开通损耗须要考虑是否实现软开关，对于氮化镓开关管，关断损耗需要考虑关断的驱动电压与瞬时电流。变压器的铁损耗依据磁芯数据相应频率下的磁密条件获取单位铁损。在理想满载状态下，样机实现软开关且快速关断，通过计算，可得到在图3拓扑下的损耗分布，如图6所示。

图6 DAB变换器样机损耗分布Fig.6 Loss distributed diagram of DAB converter prototype

由图6可知，开关管的损耗是DAB变换器样机的主要损耗，在总体损耗中占比73%。损耗总体主要分布在开关管与变压器上，以电阻性损耗为主。

3 高频变换器硬件设计

3.1 驱动电路设计

在GaN器件的应用中，驱动电路的设计尤为关键，开通、关断电压，电阻的选择将直接影响开关管的工作状态与性能，对高压侧GS66516B氮化镓开关管进行驱动电路设计，电路如图7所示。

图7 GS66516B驱动电路图Fig.7 Driving circuit diagram of GS66516B

实现方案为隔离型驱动电路，主要分为两个部分：①+6V/-3V的分压电路。使用辅助电源形成9 V电压，通过5.8 V稳压管与1 kΩ电阻分压形成+6 V与-3 V驱动电压。采用负压关断的原因有：一是负压可以提高信噪比增益；二是在大电流情况下可以降低关断损耗；三是死区损耗随关断负压的增大而增大；②SI8271驱动芯片主电路。接收分压电路形成的电压并通过DSP的驱动信号决定电压输出，对于驱动电阻的设计，采用开通关断电阻独立的方式，2Ω电阻保证关断的快速性，但若开通电阻太小，开通太快会导致Miller效应的凸显与栅极振荡，而电阻太大会降低开通速度，故选用10Ω。

3.2 高频电路布局设计

在高频状态下，须要注意线路的寄生参数对性能的影响。在驱动回路设计上，尽量减小开通与关断驱动电流回路面积，驱动的数字功率两部分通过驱动芯片的宽进行隔离。半桥的布局采用PCB上下层高频电流反向流动的方式使磁通量相互抵消，如图8所示，Q1，Q2为半桥两个开关管。设计目的是为减小寄生电感以及EMI效应。

图8 GS66516B半桥布局电流走势Fig.8 Current trend diagram of GS66516B half bridge layout

4 DAB样机实验

根据上文的设计原则与方法，设计实现全氮化镓高频DAB变换器，样机如图9所示。样机参数见表1。

图9 氮化镓DAB变换器样机Fig.9 Prototype of GaN-based DAB converter

表1 高频DAB变换器样机参数Table 1 Prototype parameters of high frequency DAB converter

4.1 原边半桥的双脉冲测试

为测试驱动电路以及氮化镓开关管的性能，根据双脉冲测试要求，本文选取双脉冲的测试周期为16μs，主要对半桥下管的硬开通与半桥上管的反向导通进行测试，波形如图10所示。由图10可知，驱动信号快速稳定地驱动开关管的开通与关断，实现了开关管的快速开通、关断，也验证了氮化镓反向导通时较为明显的升压现象，实验验证了设计的驱动电路可靠性。

图10 双脉冲测试波形Fig.10 Double pulse test waveform

4.2 三重移相调制策略验证实验

验证DAB变换器样机实现三重移相调制策略，且在电压传输比较大的情况下验证三重移相调制策略在电流应力、软开关实现以及循环功率方面优于单移相调制策略，三重移相调制波形如图11所示。单移相调制对比波形如图12所示。

图12 D=0.15 SPS调制半载波形Fig.12 D=0.15 half load waveform by SPS modulation

由图11，12可知，在原副边电压等级、功率负载条件均一致条件下，相比SPS调制，TPS调制在单个开关周期内的循环功率有了明显减小，进而电感电流瞬时峰值降低。此外，TPS调制易于实现实现副边软开关，而SPS调制在半载功率等级下已经无法实现软开关的优化。

5 结论

本文针对低压电池储能系统，对全氮化镓开关管高频DAB变换器进行系统的设计与分析。结论如下：①针对500 kHz开关频率条件，以最优化效率为目标，设计了电感与变压器的参数；②对样机损耗分布进行分析，与实验结果相符；③针对氮化镓器件进行驱动电路设计与高频电流线路布局设计，实验验证了设计的合理性；④对比验证了三重移相调制策略在电流应力、软开关实现以及循环功率上的优化。三重移相调制策略运用于全氮化镓开关管高频DAB变换器，可以有效提升可再生能源发电系统低压电池储能系统的变换效率。