带有源缓冲的单级单相电流型逆变器

陈亦文， 吕涛， 赵振杰， 张钰健， 罗思绪， 陈东毅

(福州大学 福建省新能源发电与电能变换重点实验室，福建 福州 350116)

0 引 言

随着光伏电源的普遍使用，中小功率逆变器具有很大的市场和应用前景[1-5]。目前Buck型PWM逆变技术日趋成熟，因其优越的双向功率流而被直接用于光伏并网发电。然而Boost型PWM逆变技术并没有发展起来，主要原因是：1)通常的电力能源(如发电机、电网、电池等)属于电压源，而且Buck型逆变器中的储能电容元件与Boost型逆变器中的储能电感元件相比，在储能效率、储能元件的体积和价格方面都具有明显的优势；2)目前占主导地位的功率器件多适用于Buck型逆变器，应用于Boost型逆变器时需要串联阻断二极管，从而增加了导通损耗，在一定程度上限制了这类逆变器的应用。

Boost、Buck型是互为对偶的两种逆变器，具有各自的特点。与Buck型逆变系统相比，Boost型逆变系统具有如下特点：1)在低输入电压场合，Buck型逆变器需要附加一级升压变换电路[6-8]，或者在交流输出侧增加一个工频变压器[9-10]，而Boost型逆变器能实现单级升压变换；2)由于输入侧串联电感，Boost型逆变器限流能力强、输入EMI低且过流时容易得到及时的保护，系统可靠性高；3)Boost型逆变器的储能元件为电感，系统寿命要比储能元件为电解电容的Buck型逆变器长[11-12]。 随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，Boost型逆变器中串联的二极管不再必需，解决了串联二极管的损耗问题。通过合理设计Boost型逆变器直流侧的电感，也能有效解决这类逆变器储能电感的效率问题。随着超导技术的发展，Boost型逆变器将具有更加重要的应用价值。

传统单级单相电流型PWM逆变器在降压阶段储能电感无法去磁，不满足Boost变换器的工作规律，导致输出波形畸变严重[13]。为了克服这些问题，研究人员提出了不同的解决方案。通常可将其分成两大类：第一类为在传统的单级单相电流型逆变器拓扑的基础上优化其控制策略；第二类为提出新颖的单级单相电流型逆变器拓扑。

在控制策略的研究中，文献[14]提出了一种应用于电流源逆变器的有源阻尼预测电流控制策略。该控制策略使用系统的离散时间模型来预测由逆变器产生的所有可能的电网电流值。根据使预测电网电流和参考电网电流误差最小的代价函数，确定下一个采样时间的电流向量，这种控制很好的改善了输出波形的质量，但是计算量大，对控制器要求较高。文献[15]提出一种有限控制集模型预测控制，通过预测下一开关周期的电流来选择相应的开关动作，此控制方法可改善输出侧电流的质量。文献[16]提出一种基于神经网络的模糊控制，可改善输出侧电流的质量，但控制复杂。

文献[14-16]所提出的新型控制策略并没有彻底解决传统单级单相电流型PWM逆变器存在的问题，因此一些学者从拓扑的角度提出了一些解决方案。

文献[17]提出了一种附加旁路开关的单级单相电流型PWM逆变器，其降压阶段是通过储能电感所并联的旁路开关，增加对储能电感续流模态，完成对储能电感能量的控制，提升了输出波形的质量，但开关频率较高。文献[18-19]提出的改进型单级单相电流型逆变器，拓扑是在传统单级单相电流型逆变器的输入源并联了二极管D0以及在储能电感L串联开关管S0。该方案可通过控制S0实现逆变器升压和降压阶段的变换。升压阶段S0导通，逆变器工作在Boost变换方式下，降压阶段交替工作在S0导通和关断状态，以便在降压逆变的同时给储能电感提供充磁和去磁通路，但所需电感较大。文献[20]提出一种在逆变桥侧增加有源缓冲电路的单级单相电流型升压逆变器，通过控制储能电感和有源缓冲电路之间的能量交换，实现对储能电感电流的控制。该方案降低了储能电感的感量，解决了输出波形畸变严重的问题，但控制较复杂。文献[21]提出了一种单相改进的连续输入电流开关升压逆变器(switched boost inverter，SBI)，该逆变器在SBI基础上增加了一个电感器和一个电容器，获得了高电压增益和连续的输入电流，但电感电流应力及电容电压应力较大。文献[22]提出带功率解耦的电流型逆变器，该拓扑通过控制输入侧电感电流与缓冲电容电压，利用能量交换实现输入侧低频纹波抑制，改善了输出波形。文献[23]提出一种带缓冲电容的单级单相电流型逆变器，该逆变器可减小输入电流二次纹波。文献[22-23]所提拓扑提高了输出波形质量，但控制较复杂。

在上述相关论文的研究基础上，本文提出一种新颖的带有源缓冲的单级单相电流型逆变器，及其具有状态量限定的输出电压反馈SPWM单周期控制策略，分析所提逆变器的电路模态和工作模式，设计其关键电路参数和控制参数，通过仿真和实验对所提出的研究方案进行验证。

1 电路拓扑及其工作原理

1.1 电路结构

提出的带有源缓冲的单级单相电流型逆变器电路结构如图1所示。该电路由输入源Ui、输入滤波电容Ci、储能电感L、有源缓冲电路、电流型单相逆变桥S1(D1)～S4(D4)和输出滤波电容Cf级联构成，其有源缓冲电路由放电开关S5、S6和充电二极管D5、D6连接缓冲电容Cb构成。通过对逆变器开关控制，能实现对缓冲电容的充电和放电，能实现对储能电感电流的控制，实现升压逆变并获得高质量输出电压波形。

图1 带有源缓冲的单级单相电流型逆变器电路拓扑Fig.1 Single-stage single-phase current inverter circuit topology with source buffering

1.2 电路模态及工作模式

4种电路模态分别为：充磁模态、馈能模态、缓冲电容充电模态及缓冲电容放电模态。

1)充磁模态：S1、S3(或S2、S4)导通，Ui通过左桥臂(或右桥臂)给L充磁，同时输出滤波器Cf给负载ZL供电，该模态两个等效电路分别如图2(a)和(b)所示。

2)馈能模态：S1、S4(或S2、S3)导通，Ui通过L和S1、S4(或S2、S3)输出正(负)向调制电流im，分别给Cf和ZL供电，该模态两个等效电路分别如图2(c)和(d)所示。

3)缓冲电容充电模态：S1～S6截止，D5、D6自然导通，L通过D5、D6给Cb充电，同时Cf给ZL供电，该模态等效电路如图2(e)所示。

缓冲电容放电模态：S5、S6导通，Cb通过S5、S6给L充磁，同时Cf给ZL供电，该模态等效电路如图2(f)所示。

图2 逆变器四种电路模态的6个开关等效电路Fig.2 Six switching equivalent circuits of four circuit modes of the inverter

根据每个开关周期Ts的不同电路模态组合，所提出逆变器存在的3种工作模式分别为：由(1-d)Ts期间充磁模态和dTs期间馈能模态构成的充磁模式；由(1-d)Ts期间缓冲电容充电模态和dTs期间馈能模态构成的充电模式；由(1-d)Ts期间缓冲电容放电模态和dTs期间馈能模态构成的放电模式。

2 控制策略

设缓冲电容电压uc和储能电感电流iL足够大，所提出的逆变器工作在充电模式下，缓冲电容电压上升、储能电感电流下降；工作在放电模式下，缓冲电容电压下降、储能电感电流上升；工作在充磁模式下，缓冲电容电压不变、储能电感电流上升，如图3所示。因此，通过控制逆变器交替工作在3种工作模式下能平衡每个工频周期内储能元件的能量交换，即稳定状态量(uc和iL)，通过调节占空比能进一步实现单级升压逆变。为此，提出了具有状态量限定的输出电压反馈SPWM单周期控制策略，其控制原理框图如图4所示。

图3 3种工作模式对状态量iL、uc的调节情况Fig.3 Adjustment of iL and uc in three working modes

图4 逆变器控制原理框图Fig.4 Inverter control principle block diagram

表1 逆变器控制信号与功率开关驱动信号逻辑关系

3 关键电路参数设计

3.1 储能电感

为了实现储能电感电流的有效限定，需保证任何情况下，充电模式后储能电感电流下降，充磁或放电模式后储能电感电流上升。结合逆变器的功率变换特性和所提出的控制策略，充电模式后iL下降和放电模式后iL上升容比较容易满足，而充磁模式后iL上升则需要合适的占空比等条件进行约束。由于充磁模式下馈能占空比d近似等于相应时刻io和iL的比值，当io和uo同时达到峰值时，d最大，若此时充磁模态能使iL上升则任何情况下充磁模态均能使iL上升，为了达到这一目的逆变器需满足

(1)

结合系统控制策略，可以得到

(2)

将式(1)代入到式(2)中，可得到储能电感电流限定值约束条件为

(3)

在满足储能电感电流iL可控并有效限定的同时，还希望iL脉动量在一定范围内。由4种模态开关等效电路可知，充磁模态、充电模态、放电模态和馈能模态对应iL的变化量分别为：

(4)

(5)

(6)

(7)

以阻性负载情况进行设计，当输出电压在过零点附近时，馈能占空比d趋近0，使得这段区间内逆变器主要工作在充电模式和放电模式，故相应开关周期内储能电感电流的脉动量最大，即

(8)

根据状态量限定条件可知放电模式连续出现的情况最多持续两个开关周期。因此，电感电流最大相对脉动量为

(9)

设储能电感电流纹波不大于kiL%，则

(10)

3.2 缓冲电容

由逆变器馈能模态开关等效电路可知，该模态下二极管D5和D6必须处于截止状态，故电容电压须满足

uc(t)>|uo(t)|-Uin。

(11)

考虑极限情况，则

(12)

由式(12)可得缓冲电容电压限定值约束条件为

(13)

逆变器在输出电压过零点附近d很小，电路交替工作于充电模式和放电模式，该区间内储能电感电流脉动量和缓冲电容电压脉动量都达到最大，带阻性负载时d近似为0，此时电容电压脉动量最大，即

(14)

其相对脉动量为

(15)

设缓冲电容电压纹波不大于kucb%，则

(16)

4 系统建模

所提出的逆变器在状态量限定下，储能电感电流iL近似为恒流源，忽略纹波和开关动作的影响，调制电流im可以表示为

im=iLS。

(17)

式中S为逆变桥开关函数。令6个开关等效电路中，逆变桥开关S1和S2导通时，S=1；S3和S4导通时，S=-1；S1～S4均截止时，S=0。因此，im是幅度等于iL的脉冲电流，采用状态空间平均法可求得其开关周期平均值为

Ts=iLTs=iLsgn[ir]d。

(18)

式中Ts为S的开关周期平均值。

由单周期控制策略可知

(19)

式中Ks为储能电感电流采样系数。

将式(19)代入式(18)可得

(20)

式中Ts为调制电流基准ir的开关周期平均值。

采用电容滤波时输出电压Uo(s)和逆变桥调制电流Im(s)的传递函数为

(21)

式中ZL(s)为负载阻抗。

图5为逆变器具有状态量限定的输出电压反馈SPWM单周期控制系统框图，图中GPI(s)为PI控制器的传递函数，Hu(s)为输出电压反馈系数。

由图5可得系统的开环传递函数为

图5 系统控制框图Fig.5 System control block diagram

Guo_open(s)=KPWMGPI(s)GC(s)Hu(s)。

(22)

兼顾系统的稳定性和快速跟随性，设置穿越频率fc=fs/10，为了使幅频响应在较高频率衰减较快，设置PI控制器的零点在s=-1处，则：

(23)

因此，所提出的逆变器具有控制简单，参数设计容易等优点。

5 仿真与实验

5.1 仿真分析

表2 电路参数

带有源缓冲的单级单相电流型逆变器稳态仿真波形如图6所示。

图6 输出满载仿真波形Fig.6 Output full load simulation waveform

逆变器在输出侧负载突变的仿真波形如图7所示，分别为阻性负载功率由1 000 W突变为500 W和500 W突变为1 000 W两种情况。由图7可知，逆变器具有良好的动态性能，负载突变时能够实现输出电压的快速跟踪和稳定。

图7 负载突变动态仿真波形Fig.7 Dynamic simulation waveform of load mutation

5.2 实验结果

采用表2参数设计并搭建了一台1 kVA 100 V DC/220 V 50 Hz AC带有源缓冲的单级单相电流型逆变器实验装置，如图8所示。其主电路功率开关S1～S6为IPW60R099C6，二极管D1～D6为DSEI60-06A。

图8 带有源缓冲的单级单相逆变器实验装置Fig.8 Single-stage single-phase inverter experiment apparatus with source buffer

逆变器带阻性满载、感性满载(PF=0.75)及容性满载(PF=0.75)时的稳态波形如图9所示。

图9 满载稳态实验波形Fig.9 Full load steady-state experimental waveforms

图9实验波形表明：1)在逆变器正常工作时，缓冲电容电压稳定在260 V并呈二倍脉动，储能电感电流稳定在30 A附近，与理论分析和仿真一致。由于实际电感值、电容值及DSP产生占空比的误差，电容电压及电感电流脉动量略大于设计值。2)所提出的逆变器适用于纯阻性、阻感性、阻容性负载，逆变器输出电压与输出电流波形质量较好。3)在降压逆变阶段，逆变器主要工作在充/放电模式，功率开关S5、S6驱动分布较密；在升压逆变阶段，逆变器主要工作在充磁模式，功率开关S5、S6驱动分布较稀疏，如图9(f)所示。4)功率开关S5(S6)的漏源电压uds5(uds6)为四电平(0、(ucb-Ui)/2、(ucb+|uo|-Ui)/2、ucb)PWM波。5)图9(g)、(h)分别给出了输出电压正、负半周3种工作模式及4种电路模态的高频切换波形，其中Ta、Tb和Tc分别对应放电模式、充磁模式和充电模式。

图10给出了带阻性负载时系统效率η和输出电压THD曲线，二者均随着输出功率增大呈上升的趋势。所提出的逆变器系统损耗主要由储能电感损耗(铜损PL-Cu及铁损PL-Fe)和功率器件损耗(开关损耗PS-S及通态损耗PS-on)两部分构成。由于该电路iL在限定值附近波动并以直流分量为主且数值较大，故PL-Cu远大于PL-Fe，储能电感损耗近似等于PL-Cu，基本不随输出功率变化。功率器件损耗中PS-S取决于电路模态组合及其切换时产生开关动作的开关个数、频率、电压和电流应力；PS-on取决于各电路模态下开关器件导通的个数、时间、通态电流及内阻，由于大部分影响因素与逆变器的输出功率有关，因此对于特定的功率器件，其损耗随输出功率而变化。由逆变器工作原理可知，轻载时，逆变器的充电和放电模式占比较大，随着负载增加充磁模式占比逐渐增大，因此随着输出功率增大，PS-on增大、PS-S减小，但总损耗变化不明显，所以系统效率曲线呈现为输出功率Po增大系统效率η上升。此外，由于电流型逆变桥使用了4个阻断二极管，这将带来相当比重的系统损耗，但随着将来逆阻型器件的发展，可省去这些阻断二极管，使系统的整机效率得到大幅提高。

图10 效率与THDFig.10 Efficiency and THD

带有源缓冲的单级单相电流型逆变器在输出侧负载突变时的实验波形如图11所示，分别为阻性负载功率由1 000 W突变为500 W和500 W突变为1 000 W 两种情况。

从图11的实验波形可以看出：所提出逆变器采用具有储能电感电流及缓冲电容电压限定的输出电压反馈SPWM单周期控制，具有较好的稳态和动态性能，当负载突变时逆变器的输入电流和输出电压既无超调也无明显过渡过程，实验结果和理论分析及仿真基本一致，验证了所提出研究方案的正确性与可行性。

图11 负载跳变实验波形Fig. 11 Load jump test waveform

6 结 论

1)提出了能实现单级升压逆变的带有源缓冲的单级单相电流型逆变器，该逆变器存在3种工作模式、4种电路模态和6个开关等效电路，解决了电流型逆变器降压阶段储能电感的去磁问题。

2)提出了在储能电感电流及缓冲电容电压限定下的输出电压复合单周期控制策略，分别推导了储能电感电流及缓冲电容电压这两个状态量的限定值。

3)分析和设计了所提出逆变器的关键电路参数，建立了该逆变器数学模型，设计了系统的控制器参数，仿真和实验均表明所提出的逆变器电路简洁，控制简单，能提供高质量的输出电压波形，适应阻性、阻感性和阻容性等各种类型负载，并具有较好的稳态和动态性能。