双Boost逆变器新型单电流环并网控制

李楠，刘斌

(广西大学电气工程学院，广西壮族自治区 南宁 530004)

1 引言

为了应对全球变暖和环境问题，可再生能源如风能、太阳能、燃料电池成为最佳的替代能源，随着电力需求的不断增加，分布式新能源发电越来越受到人们的关注[1]。差分升压逆变器是一种能够把低直流输入电压提升为高交流输出电压的单级逆变器[2]。

要实现双Boost逆变器良好的并网性能需要一个合适的控制器，虽然其拓扑结构简单对称，但描述其动态行为和相关控制是复杂的。尤其是在并网运行时逆变器与电网之间引入并网电感，使系统变为高阶非线性系统，需要对并网电流进行直接控制才能提高控制精度，确保系统快速动态响应。因此研究双Boost逆变器的控制策略，优化其控制结构，使逆变器在并网条件下稳定运行是亟待解决的问题[3-4]。

升压变换器的控制方法一般是基于小信号线性模型，但由于双Boost逆变器运行点处有较大的非线性变化，小信号模型参数也有较大变化，所以控制方法不适用于逆变器的控制[5]。滑模控制是一种解决方案，该方法可以应对逆变器运行点处的动态变化，能够快速响应，在负载和输入电压变化下有较强的鲁棒性。但是滑模控制的控制理论复杂，开关频率高速变化需要增加复杂的控制获得恒定的开关频率，若开关之间转换效果不好会产生高频的抖动，电感平均电流的指令值在非线性变化下计算复杂导致控制器参数选择受限[6-8]。为克服滑模控制的缺点，文献[9-11]采用双环控制即电容电压外环和电感电流内环，每个环采用比例积分控制，近年来比例谐振控制也被用于每个控制回路。双环控制在非线性负载，电压扰动和负载扰动，瞬态短路等突发情况下都能保证逆变器的稳定运行，表现出良好的控制效果。但该控制方法没有对输出进行直接控制、且控制环数较多、参数整定困难导致很难达到理想的控制效果。

传统的调制策略让所有功率开关在双Boost逆变器运行期间都处于高频工作状态，因此如何优化控制结构是使逆变器并网稳定运行的关键，另一方面如何有效提高逆变器系统效率，降低损耗也是值得研究的问题。

为了简化控制结构、提升交直流侧电能质量及提高系统效率，本文首先采用高频控制和工频控制相结合的方法实现了半周期调制和单电流环并网控制。然后搭建了双Boost逆变器实验平台验证本文所提方法的有效性。

2 双Boost逆变器拓扑

双Boost逆变器拓扑结构如图1所示，逆变器由两个完全相同的能够实现功率双向流动的Boost DC/DC变换器组成，两个Boost变换器共用一个直流输入电源，通过输入侧并联输出侧串联实现单级升压逆变。每个Boost变换器包含一个滤波电感和一个输出滤波电容及两个带有续流二极管的功率开关管。网侧电压通过并网电感串接在两个Boost变换器的输出端，通过控制两边Boost变换器功率开关管的导通和关断时间来控制输出电压，每个Boost变换器的上下两个功率开关管的导通和关断状态是互补的。为了满足升压逆变，双Boost逆变器的并网电压可表示为:

图1 双Boost并网逆变器模型

由式(1)可知由于其拓扑结构的对称性，若能通过合适的控制方法使两个变换器的输出电压uc1和uc2的差分电压按照正弦变化，即可实现单级升压逆变。

3 两种调制方式

双Boost逆变器在传统调制方式下，两边Boost输出电容分别输出带有相同直流分量偏置的正弦波。由于其直流偏置数值相等，交流分量相位相差180°。在逆变器输出端，经过差分输出，直流分量相互抵消，交流分量相互叠加，因此可以改变交流分量的大小来得到想要的输出电压。传统调制方式下对应的电容电压表达式为:

由(2)～(3)可得到输出电压为:

uc1(t)、uc2(t)分别表示左右两边Boost的电容输出电压，uo(t)是输出交流电压，Um表示逆变器交流侧输出电压的幅值，Uin表示直流输入电压。Udc是直流偏置电压，它是为了保证每个Boost升压变换器的输出电压的波谷值大于输入电压。

差分升压逆变器在半周期调制策略下，只有一个Boost变换器处于高频开关状态，另一个则处于静止状态。在输出电压正半周期时，功率开关管T1和T2处于高频开关状态且信号互补，左边Boost变换器的单路输出电压为带有直流偏置的正弦波，功率开关光T3关断，T4导通，右边Boost变换器的单路输出电压就是输入电压。在输出电压负半周期时，左右两个Boost变换器的工作状态和正半周期正好相反。半周期调制策略对应的电压表达式为:

式(5)是正半周期时两边Boost对应的输出电压，式(6)是负半周期时两边Boost对应的输出电压。两种调制方式对应的关键波形示意图如图2所示。

图2 两种调制方式对应关键波形

由图2可知半周期调制方式相对于传统调制方式，单个变换器只有在半个周期内处于升压状态，另半个周期则处于工频状态，这样有利于降低功率开关管电压和电流应力，同时降低了器件的导通损耗和开关损耗。

4 改进并网控制策略

本文提出工频控制和高频控制相结合的控制方式实现对并网电流的单环控制，使功率开关管仅在半个周期内处于高频工作状态，降低了系统的损耗，提高了逆变器的效率。在半周期调制策略下，两边Boost变换器的输出电压的差模分量相等，可以通过调节控制器使控制器的输出等于逆变器输出电压。为了增强系统的抗扰动性，引入网压前馈，将网压前馈和控制器输出相加共同作为逆变器并网控制的电压参考值，其控制方程按照分时控制方法表示为:

式(7)和式(8)是输出电压分别为正半周和负半周时两边Boost变换器对应的电容输出电压的参考值；uDM表示电压的差模分量；igref为并网电流的指令值；MD是控制输入误差的电流调节器。为了更好的跟踪交流量采用的是比例谐振控制器，其对应的传递函数为:

式(9)和式(10)中 kP、kR、kPN、kRN分别是比例谐振控制器的比例系数和谐振系数，ωc、ωo分别是截止频率和基频。若要引入3次谐振控制器，则令式(10)中N取3，以此类推N可以取3、5、7等。

基于Boost变换器的开关平均等效原理可以得到变换器的占空比dj:

式(11)中下标j取值为1和2，分别代表左右两边的Boost变换器。在工频控制部分，当并网电压为正半周时输出高电平H，当并网电压为负半周时输出低电平L，通过组合高频控制和工频控制得到的脉冲信号达到分时控制的效果，实现基于半周期调制的单电流环并网控制。控制框图如图3所示。

图3 新型单电流环并网控制

5 仿真实验验证

为了验证本文所提调制策略和控制方法的可行性，本文先在Matlab/Simulink环境下分别搭建了全周期调制策略和半周期调制策略下的单电流环并网控制的仿真，然后搭建了双Boost压逆变器实验平台进行了实验验证。仿真和实验参数如下:直流侧输入电压 Uin＝80V，直流侧电感L1＝L2＝0.8mH，Boost变换器输出电容 C1＝C2＝60μF，并网电感Lg＝1.8mH，电网电压幅值 ug＝155V，并网电流幅值 ig＝10A，基波频率 fo＝50Hz。

图4和图5分别是传统调制策略单电流环并网控制和半周期调制策略单电流环并网控制的仿真波形。图4中在逆变器并网运行时，开关管在整个运行期间都处于高频开关状态，图5中开关管仅在半个周期内处于高频开关状态，相比图4传统调制方式减小了功率开关管的导通损耗和开关损耗。在传统调制方式下Boost变换器的单路输出电压均大于半周期调制，器件承受的电压应力较大。同时半周期调制下的并网电流质量比传统调制方式的高。

图4 传统方式仿真波形

图5 半周期调制仿真波形

双Boost逆变器的动态性能实验结果如图6(a)和图6(b)所示，由于本文采用单环控制结构，当并网电流从10A突增到15A，或者从15A突减到10A时，并网电流能够迅速跟上指令值的动态变化并趋于稳态。同时可以观察到直流侧输入电流和Boost电感电流也会处于相应的动态变化，并且快速趋于稳态，验证了整个系统具有良好的动态响应性能。

图6 动态性能实验结果

6 结论

本文以差分升压逆变器为研究对象，分析了其在不同调制方式下的运行机理，提出了工频控制和高频控制相结合的控制方式，实现了对差分升压逆变器的半周期调制和单电流环并网控制，通过实验和仿真验证可以得到如下结论。

(1)采用单电流环控制对并网电流进行直接跟踪，简化了控制结构，提升了系统的动态响应性能，得到高质量的并网电流质量。

(2)半周期调制策略使功率开关管处于高频工作状态的时间缩短一半，有效降低了开关管的导通损耗，同时也能够减小开关管承受的电压应力和电流应力。