交错并联功率因数校正变换器的设计与实现

2021-12-20陈孟娜

通信电源技术 2021年12期

董恒，陈孟娜，庞智，马标

（湖南工学院电气与信息工程学院，湖南衡阳 421002）

0 引言

目前随着大型电力和民用电子设备的广泛投入使用，电网传输系统内部的电磁谐波电路污染现象愈加严重。为了提高整流器的功率因数、抑制谐波污染，同时减少电力电子装置的无功消耗，一般来说有两种典型的方法，一种是让电网谐波被补偿装置补偿，另一种则是设备自身进行调整以减少谐波污染。谐波和无功功率能同时被LC滤波器补偿，但是其补偿效果很差，同时容易造成滤波器体积过大。此外，还有一种采用功率因数校正的方法可以使输入电压和电流相位相同，从而在输入端获得高功率因数[1-4]。本文采用交错并联的功率因数转换器，围绕主电路的4种工作状态分析了工作原理，再对其进行小信号建模，设计了并联交错的控制方案，最终完成了基于STM32F334C8微控制器的控制系统设计[5,6]。实验证明，该装置具有良好的动态特性和控制精度。

1 交错并联PFC的原理分析

1.1 电路结构

交错并联PFC主电路拓扑结构由一个整流桥和两个并联的升压变换器组成，如图1所示。

图1 交错并联PFC主电路拓扑结构

其中，L1、L2是每相的电感，Q1、Q2是MOSFET管，C是输出电容，D1、D2是两个续流二极管，4个二极管共同组成整流桥。PFC电路按输入电流的工作情况可分为连续电流模式（Continuous Current Mode，CCM）、临界导通模式（Critical Conduction Mode，CRM）和断续电流模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）3种。交错并联PFC变换器具有4种工作状态，即Q1和Q2同时开启、Q1开启和Q2关闭、Q1关闭和Q2开启以及Q1和Q2同时关闭[7,8]。

1.2 交错并联PFC小信号模型的建立

状态空间平均法主要是对方程式进行运算，通过综合运用状态空间平均法，研究构造了可在CCM变换模式下交错并联PFC变换器的一个微小状态信号模型。小信号模型是在现代控制理论的基础上建立的，先将电感、电容的状态空间方程和输出电流的方程构造出来，对开关周期内的波形平均化。然后选中一个静态工作点，将扰动的振幅加在这个点上，用状态空间方程方法得到传递函数为：

式中，Gvg(s)为输入电压对输出电压的传递函数；Gvd(s)为控制输入到输出电压的传递函数；Gid(s)为控制输入到输出电流的传递函数；D为二阶静态工作点下的占空比；L为电感；C0为输出电容；R0为负载电阻[9,10]。

2 系统硬件设计

2.1 设计要求

交流输入电压为220 V，直流输出电压为400 V，输入电压频率为50 Hz，输出功率为1 000 W，开关频率为70 kHz，功率因数大于0.98。

2.1.1 开关频率的选择

一般来说，开关频率过低会使电感体积变大，增加成本。如果开关频率过高，则可能导致对二极管和开关管的电感或是电容等寄生参数的影响明显的显示出来，从而使得器件的各种损耗增大。在现阶段对PFC电路的研究中，开关频率的范围一般圈定在50 kHz～100 kHz，本设计确定70 kHz为开关频率。

2.1.2 升压电感的选择

根据前面的设计要求，可以计算L1和L2电感的值如下。最小输入电压峰值下的最小瞬时占空比δlowline为：

将K(δ)定义为两相交错PFC中输入电流变化与单个电感上电流变化的比值：

在δ=0.683处计算出K约为0.53。假设PFC的最大输出功率是标称输出功率除以DC-DC变换器的估计最小效率（96%），对于最大施加的纹波为30%，单个电感器的最大峰值电流变化为：

一旦获得ΔIL输入值，每个升压转换器的最小电感值为：

因此，选择140 μH的电感器。

2.1.3 半导体器件的选择

对于平均电流模式控制，峰值电感器电流可使用以下公式来计算：

当开关关闭时，漏极到源极的电压等于输出电压。因此，要选择额定电压比输出电压大，额定电流比最大电感电流大的MOS管型号。为了降低导通损耗，采用低漏源电阻的电力MOS是保证高效率的关键。考虑安全余量，MOS管压降按照1.3倍的输出电压来选择。

为满足设计要求，针对Q1和Q2分别选择了两个STW48N60M2-4 N通道功率MOSFET。该装置的特点是每个开关在25 ℃时的最小击穿电压为650 V，最大导通电阻为45 mΩ。每对开关的等效电阻器为22.5 mΩ，两个开关的并联将降低静态功率损耗。

二极管D1和D2上的平均电流为：

主开关管Q1和Q2采用STPSC1006D 600V18A。

2.1.4 输出电容器的选择

其中纹波电压ΔU0取决于输出电容器Cout、输出功率Pout和角电源频率ω，纹波电压公式为：

因此，输出电容器的值为：

角频率ω=2πf≈2×3.14×50是按50 Hz的电源频率来计算，纹波电压Δu0取6 V。基于此，选择4个450 V、470 µF的电解电容。

2.2 控制电路设计

2.2.1 PFC控制系统

该控制系统是针对STM32F334C8微控制器实现的，该微控制器配有2个独立的高速12位ADC、3个超快比较器以及1个高分辨率定时器（HRTIM）。与传统的平均电流控制方法一样，它有两个不同的控制回路。一个是外部电压回路，在参考值（400 V）处提供母线电压调节，设置适当的参考电流；另一个是工作频率为70 kHz的电流内环，最大限度地减少平均电感电流和其正弦参考同相电源电压之间的误差。通过对PWM导通时间中点的开关电流采样来获得测量值。通过两种不同的电流反馈测量，可以为转换器的每个支路执行独立的电流回路，并以相同的占空比驱动两个支路的开关。控制方案的框图如图2所示。

图2 交错并联PFC控制方案

在dq坐标系下采用锁相环（Phase locked Loop，PLL）来计算输入电压的频率、幅值，保证与输入电流的同步。利用Park变换和PLL输出的估计相位角θ，将电网电压和重构的90°相移波形转换为dq同步旋转坐标系。

2.2.2 芯片外围电路的设计

该控制算法是基于STM32F334C8芯片实现的，芯片外围电路设计如图3所示。

图3 芯片外围电路设计

2.2.3 驱动电路的设计

因为控制部分的输出功率不足，无法直接驱动开关管，所以要增加驱动电路，驱动电路原理如图4所示。设计采用的是意法半导体（ST）公司生产的PM8834驱动芯片。

图4 芯片外围电路原理

2.2.4 控制器的设计

为了使输入电流能够跟随参考电流，设定穿越频率为5 kHz～10 kHz。交错并联PFC的控制框图如图5所示。

图5 交错并联PFC控制框图

图中Gvg(s)是输入到输出电压的传递函数，Gid(s)是占空比控制到输入电流的传递函数，Gvd(s)是占空比控制到输出电压的传递函数，Gic(s)是电流内环控制器，Gid(s)是电压外环控制器，Hm是电流环控制器到占空比控制的增益，H1和H2是输出电压和输入电流的增益，H3是参考电流计算的函数，Iref是参考电流，Uref是参考电压。其中，H1、H2和Hm通常是常数。

3 实验验证

为了验证理论分析的正确性，搭建一台原理样机进行实验。采用ST公司的STM32F334C8T6数字芯片作为核心处理器进行控制算法处理，总功率为1 000 W，输入交流电压为90～264 V，输出直流电压为400 V，电感为140 μH，开关频率为70 kHz。实验结果表明，能够实现输入端电压和电流同相位，输入电流和输出电压纹波小，动态稳定性好，可以验证设计方案的可行性与正确性。图6为直流侧输出电压，输出电压实测为402.7 V，纹波小于2%。图7为示波器读取的空载时Q1和Q2的Uds波形，图8为示波器读取的满载时Q1和Q2的Uds波形，图9为电感电压和电流波形。