基于ADS的500MHz射频发射系统设计与仿真

2021-11-10孙艳丽刘晓娣张晨亮甄喆

电子设计工程 2021年21期

孙艳丽，刘晓娣，张晨亮，甄喆

（海军航空大学，山东烟台264001）

借助模块化结构的方式，针对文中研究的特高频无线发射系统进行设计，其中包含多个模块，如360 MHz 的数字信号源、140 MHz 的中频放大器、中频滤波器、四象限乘法幅度调制、500 MHz 的上变频、可控增益放大器、带通滤波以及功率放大器、发射天线等模块[1-3]。

采用2 kHz 的调制信号对140 MHz 的本地载波进行幅度调制，形成140 MHz±2 kHz 的已调波。通过140 MHz 中放对已调波进行滤波和放大。滤波器的作用是滤除AM 调制产生的高频组合波干扰(但对三阶互调无抑制能力)[4-6]。二次变频是频率为140 MHz±2 kHz 的信号对第二本地载波进行调幅并取上边带，二次变频后的信号为500 MHz±2 kHz。VGA 是可变增益放大器，可以对已调波信号进行放大，输出信号为-32～2.1 dB，增益可变近30 dB。功放是对已调波进行放大，其增益约30 dB。以上模块幅度调制采用AD835，可控增益放大器采用GALI-74、EVA1500，其均采用集成芯片，不需要单独设计阻抗匹配。

借助相应的滤波软件可以实现对中频滤波放大器的研究设计。而由分立器件构成的功率放大器及上变频滤波电路均需考虑阻抗匹配，所以该文主要对这两个模块进行了设计与仿真。

1 上变频电路仿真设计

上变频器的仿真设计主要利用ADS 对双平衡二极管的输入匹配电路和输出滤波电路进行仿真，射频信号输入为0.1 GHz，本振信号仍然为0.4 GHz，最终将信号上变频至0.5 GHz。其指标为：变频损耗不超过-25 dB；噪声系数不超过15 dB。输出信号和本振信号的频率相差不大，所以需要通过设计带通滤波器至输出端以滤除本振及镜像，而且这个带通滤波器的通带相对较窄，因此要牺牲带内衰减来实现，所以该上变频器的变频损耗不会太高，在实际应用中可以考虑采用定制滤波器的方式实现较小的变频损耗[7-8]。

1.1 上变频器的射频输入电路仿真

混频器是一个三端口电路，两个输入信号的功率和相位都有明确要求，而且两个输入信号通路之间必须要有较大的隔离度，因此输入电路是整个电路设计的关键，一般情况下采用3 dB 支节耦合器，将两路输入信号相位偏移90°，同时加到两个二极管的两端[9-10]。ADS 仿真软件中有专门的支节耦合器模块，在原理图中选择正交混合网络并设置参数，如图1所示。

图1 上变频电桥电路

由于该处两个输入信号频率相差较远，一个是100 MHz，另一个是400 MHz，相差了3 个倍频层，因此可先根据其中一个输入信号生成一个电路模型，后续需要根据实际电路运行的效果对各个电壁长度进行优化。

1.2 上变频器滤波电路仿真设计

因为100 MHz 的射频和400 MHz 的本振会产生300 MHz 的差频、500 MHz 的和频以及它们之间的互调，有些在500 MHz以上，因此必须设计一个500 MHz的带通滤波器，通带不能过宽，而且在400 MHz 和600 MHz 附近必须要有足够的衰减。在ADS 软件中，可以利用设计向导直接生成，在原理图中选择一个带通滤波器的模型[11]。第一步进行带通滤波器设置：设置450～550 MHz 范围的通带频率，400 MHz、600 MHz 的截止频率以及0.5 dB 的带内平坦度，截止频率衰减20 dB 等。通过对子电路图的研究分析，能够构建出详细的电路图。通过仿真结果能够基本判断出其性能满足设计标准，但是电感和电容的值较小，如果换成实际型号产品，最终结果会有一定的变化。

将滤波电路中的电感和电容由仿真中的理想值换成实际型号产品，对其进行S参数仿真，得出的结果如图2所示。

图2 S参数仿真图

根据图2所示，能够发现，滤波器带内衰减为-9.7 dB，而且400 MHz 和600 MHz 处的衰减分别为-31 dB 和-36.6 dB，带内衰减数据比较大，但满足要求。

1.3 加入混频二极管构建的仿真电路

混频二极管是一种专用的二极管，其非线性模型的准确性对整个仿真设计至关重要[12]，一般二极管厂家都会提供相应的仿真模型，文中使用的是Broadcom 公司的HMPS-282x 系列混频二极管。在输入输出电路都设计完成之后，将混频二极管添加到电路内。按照设计的原理图，添加匹配电感和电容。

1.4 谐波仿真优化

文中设计了频率为400 MHz 的输入电路，然而实际是400 MHz 以及100 MHz 的频率，而且两者相差较远，因此必须在整个电路模型中对其进行优化，在优化的过程中可以加上匹配电路的变量（C1和L2），可以更准确地得出想要的结果。

整个仿真电路搭建完成后要进行谐波仿真优化[13]。在原理图中添加谐波仿真模型。在谐波仿真模型中设置两个输入信号的频率，分别为0.4 GHz 和0.1 GHz。设置好优化目标后，就需要设置电路中的变量值，由于输出电路为带通滤波器，前面已经确认了具体产品型号，因此无需将其设置成变量。输入电路中的微带线长度和宽度、匹配电路中电感和电容值，可以作为变量，利用ADS 的自动优化功能对其进行优化[14]。

如图3所示，输出含有500 MHz的分量为两输入信号的混频，且本振信号0.4 GHz 和射频信号0.1 GHz均被滤波至-40 dBm 以下。因为输入信号为10 dBm，输出信号为-12.3 dBm，因此该变频电路的变频损耗为22 dB，满足设计指标要求。由于本振信号的功率在仿真时设置为10 dB，可以在电路图中调整本振信号的功率再仿真，可以将输出信号的功率调整到合适的大小。

图3 优化后仿真图

变频器的噪声系数跟本振信号的功率有关系，因此可以通过设置本振功率扫描的方式查看噪声系数的变化情况，设置本振功率的扫描范围为-10～10 dBm，扫描间隔为1 dBm。当本振功率为6 dBm 时，变频器具有最小的噪声系数13.6，但当本振功率为-10 dBm 时，噪声系数有一个明显的恶化，等于30.6。仿真结果说明在保持较小变频损耗的情况下，合理调整本振信号的大小可以使电路的噪声系数趋于最小化。

2 功率放大器仿真设计

在发射系统中，基本的电路是由几个放大器级联构成的，故放大器是发射系统的核心，所以设计一款好的放大器是十分重要的[15]。完整的功率放大器设计通常有以下几个步骤：1）安装DesignKit 模型；2）直流DC 扫描；3）稳定性K分析；4）负载牵引；5）源牵引；6）Smith 原图匹配；7）偏置电路设计及整体电路设计；8）原理图优化。由于步骤4）、5）、6）涉及到的射频微波知识较多，仿真过程复杂，可直接采用常用的LC 匹配电路模型代替，模型中电容电感值运用优化功能进行自动生成，可简化设计步骤为：1）安装DesignKit 模型；2）直流DC 扫描；3）稳定性K分析；4）偏置电路设计及整体电路设计；5）原理图初步优化；6）加入实际电容产品模型，再次优化电感值；7）加入实际电感产品模型，手动微调电感值。其指标为增益G大于20 dB；最大输出功率为2 W。

2.1 直流扫描

将从飞思卡尔官网下载的“RF_POWER_ADS 2014.DK.zip”及“AFT27S006N_MDL_ADS”解压至工程中，插入扫描模板并设置扫描参数。仿真并显示数据，该设计选择的工作点为Vds=28 V，Vgs=1.8 V。

2.2 稳定性分析

从功率器件列表中调出功放芯片，并从“Lumped-Component”元器件列表中调出DC-Feed和DC-Block，从“Source-Freq Domain”元器件列表中调出直流电压控件V-DC，从“Simulation-S-Param”元器件列表中调出测量稳定因子的控件Stabfact。用导线将各元器件连接好即可。设置300 MHz 的起始频率、700 MHz 终止频率、10 MHz 步进的扫描参数，可得到小于1 的稳定系数值。提高稳定系数通常有两种方式，一种是将一个小电阻通过串联方式添加至隔直电容之后；另一种是在靠近功率管的引脚处并联一个RC 网络到接地。该设计选择第一种方式，可获得在频带内稳定系数大于1，稳定性较好的系统。

2.3 偏置及完整电路设计

高频放大器偏置电路的主要目的是为了将直流电平加到放大器的两端，同时又不能妨碍主路上高频信号传输，为了做到这一点，通常采用微带短路短截线实现，即该短截线的输入电抗设计为高频信号的四分之一波长，但该设计中为了简便起见，用一个高Q值的电感代替，同样能起到通直流隔交流的目的，如图4完整原理图中的L5，L6。

图4 功率放大器原理图

采用常见的LC 输入输出阻抗匹配网络拓扑结构图[16]，其中的电容、电感可事先大概设定一个值，之后会通过优化功能进行自动调整。在原电路添加输入输出匹配电路，并用电感替换偏置电路。输入匹配采用了三级LC 电路网络，是为了下一步优化仿真时能够有更多的变量可进行调整，提升优化的精确度。

2.4 整机仿真及初步优化

根据实际调试经验看来，计算出来的匹配电路也经常会产生较大误差，另外偏置电路的引入也会使得放大器的匹配部分失调，因此，整个电路搭建好后，最关键的部分就是对整个电路进行优化仿真。通过ADS 中的自动优化功能对部分参数变量进行优化，通过设计预期目标，系统会自动更改变量值，直到满足设计目标[17]。

由于工作点等已经仿真过，无需再次优化，只需要对输入输出匹配的微带线进行优化。在优化的过程中，如果优化目标迟迟不能接近，可以考虑加大变量的边界，或者更改变量的个数，最终的仿真优化结果如图5所示，包括S21 和S11 等。根据该结果可知，当系统处于工作频率范围内，回波参数和增益均满足需求。

图5 仿真优化结果图

2.5 电容模型添加以及电感值优化

由于匹配电路中选取的电容和电感都是理想器件，实际元器件还会存在部分寄生参数，因此使仿真结果与实际电路尽量接近，需要将实际电感和电容模型加入到电路中，再次进行优化[18]。由于实际元器件模型不具备优化的功能，因此需要分步将所有的电容电感替换成实际模型，此处先将电容替换成实际元器件模型。ADS 软件自带了一些厂家的电容和电感模型，但不全，因此需要先去厂家官网下载相应的模型库，该实验所选取的是日本春田公司的电容电感，下载其器件库至本地文件夹。春田公司生产的GRM18 系列薄膜型电容精度高，适合用于匹配电路中。替换了实际电容值以后，经过仿真，原理图中的理想电感值已经发生了变化，按照最新的电感值，选择最接近的实际元器件模型代替，电感模型同样选择的是春田公司生产的绕线电感LQW18AN系列。

用实际电感替换理想电感后，电路的特性同样会发生变化，但此时的变化不大，通过手动更改部分电感的值，或者将电容的值稍作变化，能够比较方便的找到目前系统的最佳状态，需要说明的是，此时的电路性能包括增益和回波损耗肯定不如初步仿真的结果，由于那些是假定的情况，实际的电感和电容元件值不会刚好是与仿真值相同的产品，性能略差是正常现象，但此时的仿真结果是最接近实际情况的，只要按照仿真的结果采购器件，最终的实际电路不会有太大偏差。