原边反馈反激变换器高精度采样电路的设计

冯 丹，刘树林

(西安科技大学电气与控制工程学院，陕西西安 710054)

0 引言

随着便携式电子产品的普及，电子产品的充电特性和充电策略的研究变得极为重要。同时，简化结构和降低成本是驱动电源技术发展的关键。反激式变换器常用的反馈方式有副边反馈和原边反馈。传统的副边反馈存在以下问题，由于光电耦合器和可控精密稳压源TL431的存在，使变换器体积大且成本较高；由于光电耦合器的待机功耗较大，会影响电路系统的整体效率；变换器的使用寿命通常会受制于光电耦合器。因此，将这2种元器件去除的原边反馈反激变换器能有效地解决上述问题[1-2]，在便携式电子产品、适配器、LED照明等领域得到广泛应用。

原边反馈技术是近年来研究的热门话题，文献[3]提出了一种数字控制的原边反馈反激式DC-DC转换器，实现了在TC、CC、CV模式下为锂电池充电。文献[4]为了消除变压器漏感对系统的影响，采用辅助绕组自适应消隐技术，提出了一种恒流恒压输出的低功耗原边控制芯片。文献[5]提出一种基于电压传感方案的原边反馈反激变换器，提高了系统效率，并且去除了辅助绕组，简化了整体电路。文献[6]为了解决在极轻负载条件下，原边反馈反激变换器处于猝发模式无法精准控制输出电压这一问题，提出一种通过间接检测猝发时间控制输出电压纹波的电路。文献[7]采用中点采样法，原边反馈反激式变换器实现了高精度恒流控制，可在操作模式DCM和CCM之间切换。文献[8]提出了具有多路输出能力的原边反馈反激变换器，具有较好的交叉调整率。由此可见，原边反馈反激变换器逐渐向多模式下恒流恒压以及更高的系统效率快速发展，但是目前它依然存在一些问题。在原边反馈反激变换器中采样的反馈电压会受到副边二极管导通压降的影响，并且相对于副边反馈，原边反馈的动态响应速度较慢。针对这些问题提出了高精度采样技术，近年来，许多文献对此展开了研究，文献[9]选取副边电流从最大值降为0这一区间的2/3点处作为反馈电压的采样点,并不能精确确定采样点，采样精度低；文献[10-11]采用数字控制的高精度采样补偿方案实现了恒压输出。文献[12]采取数模结合的方法，利用数字跟踪技术提高了采样精度，但实现起来较复杂。

本文设计的高精度采样电路由过零检测电路、数字高频控制电路和四通道循环采样存储器构成，该电路能避免二极管对采样反馈电压的影响，实现高精度采样，同时该方法不需要数模转换电路，简化了电路结构。

1 原边反馈反激变换器电路原理

原边反馈技术是通过采样变压器原边辅助绕组上的电压来反映输出电压的变化情况，从而实现对输出电压的控制。原边反馈反激变换器电路如图1所示。

图1中，变压器M0有3个绕组，分别是原边主绕组NP、原边辅助绕组NX、副边绕组NS，IP为原边电流，IS为副边电流，IO为输出端电流。原边主绕组在Q导通期间储存能量，Q关断时D1导通，存储在变压器中的能量通过副边绕组传输到输出端，原边辅助绕组的同名端为辅助电源电压正端，辅助电源为芯片提供工作电压。R1和R2构成分压电阻网络得到反馈电压VFB，并输入控制芯片对输出电压实施控制。

本文设计的高精度采样电路针对于DCM反激变换器，DCM工作波形如图2所示。

当变换器工作于DCM时，t0时刻开关管Q导通，原边电压为上正下负，耦合到副边电压为上负下正，因此二极管D1处于关断状态，原边电流线性增加，副边电流为0。t1时刻开关管Q关断，原边电流耦合到副边，二极管D1导通，向输出端传输能量，副边电流线性下降。当IS>IO时，储存在变压器中的能量既为电容C充电，又为电阻RL提供能量，当IS

2 高精度采样原理及关键技术

2.1 高精度采样原理

反激变换器工作于DCM时的原、副边电流及原边辅助绕组的电压波形如图2所示。

t0～t1阶段：Q导通，原边电流IP线性增加，VFB与Vi成反比，直到t1时刻Q关断。

t1～t2阶段：Q关断时D1导通，存储在变压器中的能量将通过副边绕组传递到输出端口，原边电流为0，副边电流线性下降。由图1可知，此时副边绕组两端的电压由二极管正向压降VD1和输出电压VO组成，且VD1随着副边电流IS而变化，副边绕组两端的电压VNs为

VNs=VO+VD1

(1)

因此根据副边绕组与原边辅助绕组的关系和电阻分压可得VFB为

(2)

二极管正向压降随着副边绕组的电流减小而减小，当t=t2时，IS下降为0，VD1为0，若此时获得VFB，则可以精确获得输出电压，故将该点电压记为膝点电压Vknee，即

(3)

由图2可知，t1时刻对应的最大反馈电压记为点A，t2时刻对应的膝点电压记为点B，t3时刻对应的最小反馈电压记为点C，AB段反馈电压下降缓慢，BC段反馈电压迅速下降。因此，本文利用反馈电压在膝点B后斜率变化较大的特性，通过电压比较器比较反馈电压VFB与经RC延迟电路后的反馈电压Vdelay来实现对膝点的检测，即当Vdelay>VFB时，表明副边电流过零，但此刻反馈电压已过膝点。为了解决这一问题，本文采用两通道循环采样策略，当发生副边电流过零时立即停止采样，此时，有一个通道保留着之前的原边反馈电压值，又因为在膝点之后，斜率变化大，只有找出最早的通道中保留的电压值，才更接近膝点电压，因此，在两通道采样电路中，将副边过零时采样通道向前推一个通道的电容采样值作为膝点电压，从而，可以得出准确的输出电压。

2.2 高精度输出电压反馈采样技术

高精度采样电路如图3所示，由过零检测电路、高频控制模块和两通道循环采样保持电路构成。过零检测电路中，RC延时电路使Vdelay滞后于VFB，一旦Vdelay>VFB，比较器输出高电平，即拉高副边过零标志信号。采样保持电路有2个通道，每个通道由采样开关管、采样保持电容及传输开关管组成，当开关管Q关断时，高频控制模块控制开关管S1、S2循环导通，使采样保持电容C1、C2实现循环充放电采样，当副边电流过零标志位拉高时停止采样，并取电流过零后的前一通道的电容电压作为膝点电压。

若采样停止在通道2，对应的电容采样值为VC2，则取通道1的电容采样值VC1作为膝点电压，从而，避开了反馈电压的快速下降区间，可以得到更准确的输出电压，如图4所示。

3 高精度采样电路关键参数设计

3.1 过零检测电路参数设计

图2中，t1～t2阶段：以t1时刻为坐标原点，点A坐标为(0，VFB,max)，VFB,max可表示为

(4)

点B坐标为(T1，Vknee)，ILP2为峰值电流，LS为副边电感，VO为输出电压，T1为副边电流从最大值下降至0的时间，可表示为：

(5)

将AB段近似为直线，可得AB段反馈电压方程为

(6)

根据式(6)与RC延时电路推出Vdelay电压方程为

(7)

使原边反馈电压与经过RC延时电路的电压差值小于电压比较器的阈值电压Vth，可得出以下关系式

|udelay(t)-uFB(t)|

(8)

因此，过零检测延时电路中R3与C3应满足：

(9)

设原边反馈电压经过RC电路延时了1 ns，故将t=1 ns代入式(9)中得：

(10)

3.2 循环采样频率设计

图2中，t2～t3阶段：原边反馈电压迅速下降且原边电感LP和Q管源漏两端的寄生电容CDS发生串联谐振，以t2时刻为坐标原点，原边电压方程为

(11)

由式(11)可得振荡周期为

(12)

为保证更准确地采样到膝点电压，在BC区间内，即时间T/2内至少采样4个点，故采样周期需满足以下要求：

(13)

故循环采样频率需满足以下要求：

(14)

3.3 采样保存电容设计

采样保持电路中开关管的开启电阻Ron与采样保存电容C1、C2的时间常数应小于高频控制模块的采样周期的10%，即

(15)

4 仿真分析及验证

电路采用Hspice软件进行仿真。采样原边反馈电压仿真波形如图5所示。

开关频率采用50 kHz，采样频率采用1.5 MHz，过零检测电路中R3取1 kΩ，C3取40 pF，由仿真波形可得，当副边电流过零标志位拉高时，测得膝点电压为1.96 V。系统稳定时，VO=5 V，结合系统结构参数NX/NS=1，R2/(R1+R2)=0.4得VFB=2 V。根据式(16)得采样电压精度为98%。

(16)

5 结束语

本文提出的高精度采样电路利用原边反馈电压在膝点电压前后斜率变化较大的特点，采用副边电流过零检测，高频控制两通道循环采样保持电路，并确定了过零检测电路关键参数，循环采样频率以及采样保持电容，实现了输出电压的精确反馈。采用Hspice软件进行了仿真，仿真结果显示采样反馈电压精度为98%。