基于双三相 PMSM车载充电器的双环滑模控制

顾鸿赟，李 岩，刘陵顺

(1.海军航空大学 航空基础学院，烟台 264001；2.中国人民解放军92925部队，长治 046000)

0 引 言

近年来，新能源汽车成为了汽车行业重点关注的新兴产业。军事领域中，混合动力战车和多电飞机也有了长足的发展。低碳减排的电能驱动，对电池的快速充电提出了更高要求[1]。根据充电方式的不同，可将充电器分为非车载充电器和车载充电器，其中车载充电器加装在车体内部，虽然体积质量受限、充电功率较小，但成本较低，可用工频单相或三相电源直接充电，使用更为方便[2]。轻便型大功率车载充电器成为了未来发展趋势。

在车载充电器拓扑结构方面，文献[3-5]对多相电机的驱动充电集成一体化进行了研究，介绍了不同类型的驱动充电一体化拓扑结构和充电模式的工作原理。文献[6-7]提出了采用九开关电源变换器的六相永磁同步电机驱动充电一体化拓扑结构，电力电子元件数量相比六相变换器又减少了三分之一。在充电器控制策略方面，文献[8-9]采用传统PI控制策略。这类控制策略的稳定性依赖于电机模型和系统参数，易受外界干扰影响。而滑模变结构控制实质上属于非线性控制算法，具有动态响应速度快、自适应能力强、稳定范围宽等优点[10-14]。在滑模控制趋近律中，积分趋近率能够减小稳态误差，抑制抖振[15]，更适用于本文的车载充电器充电模型。

为提高车载充电器的抗干扰能力和动静态性能，减少电力元件的损耗，本文采用驱动充电一体化拓扑结构，设计了充电模式下电压电流双环滑模控制策略，结合SVPWM技术实现电力开关控制。通过仿真，验证了双环滑模控制的车载充电器比传统的PI控制系统具有更优的稳定性、鲁棒性和动态性能。

1 车载充电器的拓扑结构及工作原理

1.1 驱动/充电一体化的车载充电器工作原理

本文驱动/充电一体化拓扑结构如图1所示。此拓扑结构由车体内部的六相永磁同步电机(具有两个独立的中性点)、九开关变换器和四个接触器(S1～S4)组成，由车体外部的工频三相交流电源供电。当系统工作在充电模式下，接触器 S1～S4断开，外部的三相电源接入车体，三相电源的A相连接电机a、d相，B相连接b、f相，C相连接c、e相，九开关变换器的中位开关Gm1～Gm3始终导通(简化为短路)。这种连接方式让两套定子绕组中产生一对大小相等、方向相反的旋转磁场，磁场同时作用于转子，转矩相互抵消[4,16]。由于汽车充电过程和驱动过程不会同时存在，因此，车辆行驶前卸下外接的三相电源后，系统可工作在驱动模式下，控制系统将接触器S1～S4闭合，电池的直流电经九开关变换器转化为交流电，驱动电机转动。本文驱动过程不予讨论。

图1 车载充电器拓扑结构图

系统工作在充电模式下，将对称/非对称六相永磁同步电机(以下简称PMSM)进行Clarke变换[4,17]，机电能量转换平面(α-β平面)中电流分量如表1所示。对于对称六相PMSM，电流分量为iα=iβ=0，则不存在机电能量转换。对于非对称六相PMSM，其电流分量iα、iβ的数值大小成比例(iα/iβ≈3.73)，相位相同，产生脉动磁场，这种磁场也不能使电机转子转动。即两种电机都可以在充电过程中保持转子静止，定子作滤波电感，本文采用对称六相PMSM。

表1

本文重点研究AC-DC整流过程，有关 DC-DC二级变换器和蓄电池模型暂不考虑，并用电阻代替。

1.2 充电模式下电路图的等效简化

经过分析计算，在充电模式下，通过调整六相PMSM与三相电源连接顺序，定子无法产生旋转磁场使转子转动，定子绕组可充当滤波元件，九开关变换器的中间三个开关始终处于导通状态。因此，图1拓扑结构可以等效为如图2所示的电路图。图2中，每两相绕组并联，每相定子绕组的电阻、电感相等，进一步可将图2中三条支路中并联的电阻、电感值整体等效为R、L。

图2 充电模式下拓扑结构简化图

2 双环滑模变结构控制策略

对于本文的车载充电器模型，设计控制策略有两个目标：一是当系统运行在充电模式下，输出直流电压能快速稳定地跟踪给定电压值，并在系统参数发生变化时，有良好的抗扰能力；二是系统能够工作在单位功率因数下，谐波较小，减少对三相电网的污染，同时减少电机的机械振动。

图3 双环滑模控制结构图

2.1 电压环滑模控制设计

根据等效电路图，对于交流侧，根据基尔霍夫电压定律可得到系统在三相静止坐标系下的数学模型：

(1)

对于直流侧，根据基尔霍夫电流定律可知：

(2)

根据直流侧与交流侧的功率平衡关系，可知：

udid+uqiq=idcVdc

(3)

式(3)中,ud、uq、id、iq为d-q旋转坐标系下的电压电流分量，iC为流过电容的电流，iR为流过负载RL的电流，Vdc为直流侧电压。将式(2)代入式(3)：

(4)

通过控制交流侧电流，达到控制直流侧电压的目的，因此采用积分趋近律设计电压环滑模面：

(5)

则对式(5)求导得：

(6)

将式(4)代入，可得：

(7)

设计电压环虚拟控制id的期望值：

(8)

式中：ρu>0。

考虑Lyapunov函数：

(9)

则：

(10)

2.2 电流环滑模控制设计

在d-q旋转坐标系下，式(1)可写成：

(11)

式(11)写成矩阵形式：

(12)

通过控制交流侧电压，达到控制交流侧电流的目的，同样采用积分趋近律设计电流环滑模面：

(13)

对式(13)求导，得：

(14)

同理，设计电流环虚拟控制量ud、uq的期望值：

(15)

关于Lyapunov稳定性的证明与电压环类似，不再赘述。

3 仿真验证

3.1 系统参数配置

为验证本文控制策略的可行性和有效性，并与传统PI控制策略对比，分析两种控制策略的优缺点，将两种控制策略同时作用于系统，系统参数如表2所示。

表2 系统参数

在控制策略参数设置中，电流环的动态性能影响电压环的稳定性，进而会影响到整个车载充电器闭环控制系统的稳定性。为了实现收敛速度快的电流环滑模控制，在仿真过程中采用电流环收敛速度大于电压环的收敛速度，从而保证整个系统的稳定性。本仿真中取：k1=170，kd=kq=1 500，ρu=ρd=ρq=1。

3.2 仿真环境搭建

利用MATLAB/Simulink搭建集成车载充电器控制系统结构图，如图4所示。

图4 系统仿真结构图

电压环滑模控制模块按式(8)搭建，仿真图如图5所示。电流环滑模控制模块按式(15)搭建，仿真图如图6所示。有关六相电机的模拟仿真详见文献[18-19]。

图5 电压环滑模控制模块

图6 电流环滑模控制模块

3.3 仿真结果分析

设置初始给定直流输出电压为700 V，在0.1 s后，给定直流输出电压设置为800 V，两种控制策略的响应曲线如图7所示。

图7 给定直流电压变化时，输出直流电压对比

在起动阶段，滑模控制策略都能使系统在0.03 s内将输出直流电压稳定在700 V，而PI控制策略在0.03 s时，直流输出电压Vdc≈735 V，随后误差缓慢减小，到t=0.1 s时，直流输出电压Vdc≈713 V 。

当给定直流电压发生跳变时，滑模控制策略能在0.02 s内，将直流输出电压平滑地升至800 V。PI控制策略过渡时间较长，过渡到稳态后误差逐渐减小，电压最终稳定在Vdc≈804 V。

3.3.2 直流侧负载电阻RL变化的情况

设置初始负载电阻RL=40 Ω，0.1 s后设置RL=20 Ω，在不改变任何控制参数的条件下，两种控制策略的响应曲线如图8所示。

图8 直流侧负载电阻变化时，输出直流电压对比

滑模控制策略的输出直流电压经过平稳过渡后，在t=0.12 s后能够稳定在给定电压700 V；而PI控制策略的直流电压在t=0.14 s以后稳定在668 V，稳态误差为32 V。可见，在控制参数不变的情况下，PI控制策略易受直流侧负载的影响，当负载发生变化时，无法较好地跟踪给定直流电压。

3.3.3 功率因数及谐波分析

设置给定直流电压为700 V，分析两种控制策略运行下系统的功率因数和谐波。

根据图9可知，两种控制策略均能在单位功率因数(均大于0.995)下运行，但PI控制策略下功率因数的波动略大于双滑模控制策略，并且在起动阶段，滑模控制策略的功率因数(cosφ>0.73)大于PI控制策略下功率因数(cosφ>0.52)。图10为两种控制策略下A相电流谐波含量分析图。其中滑模控制策略下A相电流总谐波畸变率THD=0.84%，PI控制策略下的A相电流总谐波畸变率THD=4.00%。

图9 两种控制策略下系统的功率因数

图10 谐波分析图

通过仿真结果的分析可见，对比传统PI控制策略，采用积分趋近律的双闭环滑模控制策略对给定电压和直流侧负载的扰动具有更好的鲁棒性，动态性能更优，并实现了网侧电流单位功率因数控制，使得交流侧电流的总谐波畸变率更小，对三相电网的污染更少。

4 结 语

本文以集成双三相PMSM和九开关变换器的车载充电器模型为研究对象，运用滑模变结构控制及SVPWM技术，采用积分趋近律设计充电模式下电压电流双环滑模控制策略。通过仿真实验验证，与传统的双闭环PI控制策略对比，在保证单位功率因数运行和电机不转动的前提下，当系统参数发生变化时，双环滑模控制策略拥有更优抗干扰能力和动态性能。