新型小功率离子微推进屏栅电源设计

蓝兴盛，沈 昂，汪 超，王邦兴

（上海空间电源研究所，上海 200245）

近年来，新型太空探测任务在国内外受到高度关注，离子微推进技术凭借其推力器可工作时间长、推力输出精准、体积重量小等特点被认为是太空探测任务中最先进、最有效的技术途径[1-3]。屏栅电源占离子推力器电源处理单元（Power Processing Unit,PPU）功率的80%以上，是整个PPU研究设计的核心[4]。

在离子电推进技术发展之初，为了克服传统化学推进质量大、总冲量小的缺点，国内外以屏栅电源的拓扑结构为主要研究对象，以长寿命、高效率、轻质量为目标研制出了适用于不同应用场合的屏栅电源。

1 目前国内外屏栅电源技术特点

现阶段国内外流行的屏栅电源拓扑结构主要分为移向/PWM 双全桥变换器拓扑、全桥LC 串联谐振电路拓扑和移向软开关技术。其中，移向/PWM双全桥变换器拓扑[5]根据输出电压反馈加入滞环比较器，对两种控制方式进行切换，使屏栅电源可以宽范围调节输出电压。当低电压输出时，PWM控制方式下变换器在硬开关模式下运行，效率低下，并且质量体积较大，适用于大功率输出的离子推力器。

LC 串联谐振电路拓扑，谐振电容Cr与谐振电感Lr构成串联谐振网络[6]。逆变器输出电压加入谐振网络，得到近似正弦波电流，流入高频变压器中，因此，变压器上的涡流损耗大幅降低。其不足之处在于高频变压器的电流与逆变电路的电流一致，开关管承受了较大的电流应力。另外，单谐振网络要实现输出功率变化存在困难。同时，谐振网络引入的电感、电容等元件会增加电源的整体质量和体积。

移向软开关技术，即通过复位原边进行电流续流，从而使滞后桥臂开关管在零电流关断状态下工作。该拓扑可以减少开关损耗，提升效率，抗电磁干扰（EMI）特性良好。但该电源采用4 个单模块串联输出1 360 V 电压，外加一个模块的冗余设计，存在单模块输出电压偏低、电源整体质量和体积偏大的问题[7]。

以上3 个屏栅电源结构都不能满足未来宇航推进系统小型化、高效化的要求，为此，文中采用LLC谐振和倍压整流技术，提高屏栅电源的功率密度比，从而满足未来新一代小功率微推进屏栅电源的需求。

2 新型离子微推屏栅电源的拓扑结构和工作原理

文中的屏栅电源具有高效率、小型化、轻量化的优点。屏栅电源结构框图如图1 所示，其主要由母线滤波电路、主功率电路、反馈控制与保护电路以及辅助源电路组成。

图1 屏栅电源结构组成框图

2.1 主电路拓扑结构

如图2 所示，Buck 与推挽LLC 谐振电路级联[8]构成了屏栅电源的主电路，副边采用倍压整流方式实现高电压输出。采用级联式隔离DC/DC 变换器可以对每一级进行单独调节控制，容易实现变换器的设计优化。此外，由于输入、输出电压相差悬殊，级联电路有利于避免变压器因原副边匝比过大、耦合不佳导致漏感大的问题，有利于对变压器的设计，提高变换器效率。倍压整流电路可以通过电容叠加输出较高的电压，同时减小输出电压纹波。

图2 屏栅电源主电路结构

2.2 工作原理

为简化分析，现假定电路已进入稳态，将前级Buck 电路输出的VBuck看作直流电压源，输出端串联大电容，故将其看作恒压源，对倍压整流电路简化后得到等效电路[9],如图3 所示。

图3 简化等效电路

该推挽变换器在一个开关周期内可分为4 个模态，上、下两个半周期类似。主要工作波形以及各工作模态原理分析如图4 所示，其中Vgs3、Vgs4为推挽变换器MOS 管门极驱动信号，ir为谐振电流，im为流过电 感Lm的电流，VCr为谐振电容电压，IQ为MOS 管电流，ID为整流二极管电流。

图4 主要工作原理波形

模态1(t0～t1)：t0时刻，原边上管Q1开通，副边Lr、Cr组成谐振腔，谐振电流ir开始正弦上升，由于输出电压钳位电感Lm、电感电流im线性上升，二极管D1导通。模态1 的电路差分方程如下：

模态2(t1～t2)：t1时刻，谐振电流ir下降至ir=im，流过二极管的电流为0，D1实现零电流关断。此时电感Lm脱离输出电压钳位，与Lr、Cr共同组成谐振电路。同时，在t1时刻变压器原边Q1关断，原边电流通过MOS 管的输出电容续流，其中，电容Coss1充电，Coss2放电，直至VCoss1电压达到2VBuck，同时VCoss2为0，此阶段结束。模态2 的电路差分方程如下：

模态3(t2-t3)：t2时刻，Q2两端电压被Coss2钳位，实现零电压开通，此阶段工作原理与模态1 类似。

模态4(t3-t4)：此阶段与模态2 类似。

3 主电路参数设计

级联电路各级解耦后可以分别对每一级电路参数进行优化设计，文中分别对前级Buck 电路和后级推挽谐振电路进行了设计。

3.1 Buck同步整流电路设计

为了减小Buck 输出电压稳态误差，提升电路抗干扰能力，控制电路采用外加补偿网络的电压反馈PWM 控制方式。输入母线电压Vin=28 V，开关频率100 kHz，设占空比为50%；根据满载输出功率，Buck 电路等效负载约为5 Ω，输出电压纹波不大于50 mV，则滤波电感为：

通过小信号建模得到Buck 变换器原始回路增益函数Go(s)：

其中，Vref=1.215 V 为控制芯片LM5116 的基准电压，Vm=2.5 V 是PWM 调制器锯齿波幅值。原始回路增益函数Go(s)为包含两个极点的二阶系统，相位裕度和增益裕度不能满足系统稳定性和动态特性的要求[10]，需要设计补偿网络。

根据一般设计规则，补偿网络需具有两个零点和两个极点，如图5 所示。

图5 补偿网络

加入补偿网络Gc(s)后，回路函数的增益交越频率fg等于fsw的1/5，即：

补偿网络零点设置为Go(s)极点频率的1/2，即：

为了减小输出高频开关纹波，Gc(s)的两个极点设置为：

最后求出补偿网络的阻容值。R1=13.76 kΩ，R2=10 kΩ，R3=282 Ω，C1=7.8 nF，C2=159 pF，C3=5.6 nF。

补偿后回路函数幅频特性和相频特性的波特图如图6 所示。幅频特性在20 kHz 处以-20 dB/dec 斜率通过0 dB，相位裕度为56.7°，提高了系统动静态特性。

图6 补偿后系统波特图

为了防止开关管和整流MOS 管直通，产生电压和电流尖峰增加损耗[11-12]，死区时间设置为：

其中，toff为MOS 管关断时间，Coss为MOS 管输出电容，I为输出电流，通过查阅数据手册得：toff=46 ns，ω=2πfsw。

3.2 谐振参数设计

为了让推挽LLC 谐振变换器在完全谐振状态下工作，实现原边开关管零电压开通，副边整流二极管零电流关断。令串联谐振频率fr=fsw，此时输入电压全部加在负载上，谐振网络增益为1[13]。文中谐振变换器中谐振电容由倍压整流电路的电容等效而来，通过仿真及实验测得Cr=20.3 nF。

由式（16）得，Lr=500 μH，又由Lm=kLr，取k=3，得Lm=1.5 mH。

3.3 倍压整流电路设计

倍压整流电路适用于输出高电压小电流的场合，其原理是通过电容和二极管整流充放电形成“电容泵”使输出电压叠加至2n倍的输入电压。采用倍压整流电路可有效减少变压器匝比，降低变压器设计难度，同时通过调节电容大小使输出纹波符合指标要求。

对称式沃尔顿2n倍压整流电路的输出电压纹波与电压降和工作频率和电容成反比，与负载电流成正比，关系如下式所示[14-15]。

根据经验，电容配置用1 000 pF/μA，变换器满载输出电流I=30 mA，故电容值选用30 μF。n为2 倍压的级数，n取6，f=50 kHz。在不考虑变压器损耗以及二极管导通压降等理想情况下，将数据代入式（17）、式（18）得，Vripple=0.03 V,ΔV=0.91 V。

4 仿真分析与实验结果

文中提出的Buck-推挽LLC 谐振级联电路拓扑利用Saber 搭建仿真电路[16]，如图7 所示。

图7 仿真电路模型

图8 给出了Saber 的主要工作波形。图8(a)为Buck 同步整流MOS 管门极驱动信号Vgs2、Vds2、ids2，可以看出同步整流通过死区时间控制有效减小了反向导通电流，减少了损耗；图8(b)为LLC 谐振网络的工作波形；图8(c)表明了推挽电路MOS 管ZVS 的特性，可以看到MOS 管开通前Vds3已经下降到0；图8(d)说明了谐振网络与整流电路的关系，副边二极管实现了ZCS 零电流关断。

图8 Saber仿真波形

原理样机如图9 所示，实验参数：输入电压为26～30 V，满载功率为54 W，通过下位机发出指令改变PWM 占空比，调节输出电压从800 V 到1 800 V 线性变化。图10 所示为满载1 800 V 输出时电压纹波大小，可以看到输出纹波峰值仅8.3 V，小于输出电压的1%，满足设计指标要求。图11 所示为屏栅电源不同输出功率下的实际效率，最高效率可达95%。

图9 屏栅电源系统原理样机

图10 输出电压纹波

图11 屏栅电源工作效率

5 结论

文中设计的屏栅电源采用同步整流Buck 与推挽LLC 谐振电路级联，有效提升了屏栅电源效率。对称式倍压整流电路降低了变压器设计难度，实验证明，其可以有效减小输出电压纹波，适用于要求输出的高电压，负载较轻的离子微推进器。最后，该新型屏栅电源顺利通过地面联试，验证了微推进技术的可行性，具有良好的实际应用价值。