具有稳定方向图的双波束背腔缝隙天线设计

张智锋，程 通，姜 文，徐鹏达,黄桂树

(1.中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081；2.西安电子科技大学 天线与微波技术重点实验室，陕西 西安 710071；3.吉林省交通运输综合行政执法局，吉林 长春 130022)

0 引言

近年来，随着无线通信技术的发展，能够提供更多数据容量的双波束天线受到了极大的关注和研究。如采用双波束天线替代传统的单波束天线可解决现有基站有业务需求但该区域无法扩容的问题[1]。在用户高密度的区域，蜂窝系统中使用双波束天线可以简化基站天线塔上天线的安装需求，减少天线数目并降低成本[2]。利用波束合成方法实现的双波束天线可以提高卫星导航系统的抗干扰能力[3]。此外，利用双波束多输入多输出(MIMO)天线，可提供更好的空间分集和信号增益[4]，而对于提高链路质量和增加系统通信容量而言，收发两端采用双波束天线也是一种非常有前景的解决方案[5]。因此，双波束天线在诸如蜂窝移动通信、基站网络、卫星通信和导航系统的现代电子系统中起着重要的作用。

在过去的十几年中，已经采用了不同的技术方法来设计双波束天线。一种传统的产生双波束的方法是利用相控阵天线，文献[6]提出了一种具有复杂微带线和接地共面波导交叉馈电网络的双波束八单元阵列天线，该阵列通过激励不同的输入端口实现相对于镜面对称的2个波束。但是，这种由大量单元组成的天线需要大量的T /R元件，并且需要复杂的馈电网络以保证正常工作，给天线设计带来了困难，并降低了天线阵列的性能。另一种方法是使用漏波天线生成双波束辐射特性[7-10]。例如，文献[7]提出了基于超级单元(SC)概念的双波束漏波天线，但是，漏波天线的缺点是波束方向随频率变化。另外，激发TM02高阶模式的贴片天线也是产生双波束的常用方法，文献[11]提出了一种带U形缝隙的宽带双波束微带天线，双波束通过贴片天线的TM02模式实现，但2个波束的辐射性能无法保持一致。文献[12]提出了一种在TM02模式下工作的使用十字形探头来实现双波束的贴片天线，但是双层结构增加了制造难度。使用新型人工材料也可以帮助产生双波束[13-15]。在领结型天线的端射方向引入高折射率H型谐振器的阵列，可以实现双波束辐射[13]，加载有折射率近似为0的双开口环谐振器(DSRR)结构的天线也可以产生双波束方向图[14]，但是过大的尺寸限制了其应用。

本文提出了一种基于基片集成波导的双波束背腔缝隙天线。利用同轴内芯经由电感窗实现了对4个子腔体的激励，简化了馈电结构，金属化通孔的加载拓展了天线的阻抗带宽，辐射缝隙的位置和几何形状使天线在工作带宽内具有稳定的双波束辐射性能和平稳的增益。

1 天线设计

双波束基片集成波导背腔缝隙天线的几何结构示意如图1所示。天线结构完全建立在单层F4BM-2基板上，该基板的介电常数εr=2.2，损耗角正切tanδ=0.000 7，基板厚度h=1.5 mm，整体尺寸为20 mm×20 mm。天线由4个紧密相连的子腔体组成，每个子腔体与相邻的2个子腔体之间共享金属化通孔阵列，使天线保持了紧凑的结构。子腔体的上表面蚀刻了椭圆形缝隙以用于电磁波的辐射，并在远区场形成双波束辐射特性。通过优化通孔的直径(D)和间距(S)，可以满足D/S≥0.5和D/λ0≤0.1(λ0是16 GHz对应的自由空间波长)的条件，以确保最小的能量损耗。同轴探头作为馈电单元放置在天线结构的中间，4个子腔体通过电感窗接收来自同轴探头馈送的能量，从而产生双波束辐射性能。

图1 所提出天线的几何形状Fig.1 Geometry of the proposed antenna

应当特别注意的是，为了产生2个波束，相邻的缝隙相对于由中间的金属化通孔阵列构成的电壁结构镜像对称，而不是隔开固定的距离。椭圆形缝隙的长轴长度(l2)约为λg/2(λg是16 GHz处的波导波长)。天线的参数值如表1所示。

表1 天线的尺寸Tab.1 Dimensions of the proposed antenna 单位:mm

为了更好地解释所提出天线的工作原理，本文通过适当的理论分析和参数研究对阻抗带宽和辐射性能进行了分析。其中，额外的金属化通孔会影响阻抗带宽，并且缝隙的位置也会影响所提出天线的双波束性能。

2 工作原理

2.1 阻抗分析

图2和图3展示了有无附加金属化通孔情况下的天线的输入阻抗和反射系数仿真结构。当没有附加金属化通孔时，满足|S11|≤-10 dB条件的天线的阻抗带宽为15.5～17.5 GHz，并且输入电抗(输入阻抗的虚部)在较低频率下呈现容性。为了展宽天线的阻抗带宽，将具有电感特性的金属化通孔嵌入到辐射缝隙的几何中心位置处，以补偿较低频率下输入阻抗的过大电容电抗。图2所示的仿真结果还表明，当加载金属化通孔时，输入电阻在工作频段内变化更为平稳且集中在50 Ω阻抗值附近。

图2 提出的有无通孔的天线的输入阻抗仿真结果Fig.2 Simulation results of the input impedance of the antenna with/without through holes

反射系数随附加金属化通孔的数量变化的仿真结果如图3所示。可以看出，加载的金属化通孔对低频的阻抗匹配特性产生了明显的影响，相比较没有附加金属化通孔时，在加载一个金属化通孔的情况下，-10 dB阻抗带宽从15.5～17.5 GHz展宽至15～17.5 GHz，低频谐振频点向低频偏移，且高频匹配特性得到进一步地改善。当继续增加金属化通孔的数量时，高频谐振特性不变，但低频性能得以恶化。因此，针对本文提出的天线，当只有一个金属化通孔时，天线实现了最宽的阻抗带宽。

图3 加载不同数量通孔的反射系数仿真结果Fig.3 Simulated reflection coefficient of the proposed antenna with different numbers of through holes

从图3展示的结果可以观察到，天线的2个谐振点分别为15.2,16.7 GHz。其腔体内相应的电场幅度分布如图4所示。

(a)15.2 GHz

在15.2 GHz处，电场主要集中在辐射缝隙的外侧腔体部分；而在16.7 GHz处，电场主要分布在辐射缝隙的内侧腔体部分。

随缝隙位置(d1)变化的反射系数仿真结果如图5所示。从结果中可以观察到，随着d1的增加，低频谐振频点的谐振频率向高频偏移，从14.8 GHz逐步增加至15.25 GHz；高频谐振频点的谐振频率向低频偏移，从17.3 GHz逐步减少至16.5 GHz。这是因为对于背腔缝隙天线而言，谐振频率不仅由缝隙尺寸决定，腔体的谐振模式也对谐振情况具有一定程度的影响。结合图4所示的电场幅度在腔体中的分布情况可以知道，腔体的外侧和内侧分别对应着低频和高频的谐振频率，因此当d1增加时，缝隙的位置逐渐向子腔体的外侧移动，造成了子腔体外侧的尺寸被压缩，从而低频的谐振频率向高频偏移；而内侧的尺寸被扩大，高频的谐振频率向低频偏移。因此，随着d1的增加，2个谐振频点相互靠近，共同决定了-10 dB阻抗带宽。最后，为了获得最佳的阻抗带宽，d1=4.02 mm被优化为最终参数结果。

图5 反射系数随d1的变化仿真结果Fig.5 Simulation results of reflection coefficient varies with d1

2.2 双波束辐射特性分析

为了更好地解释本文所提出天线的双波束工作原理，对辐射缝隙间的距离和双波束辐射性能之间的关系进行了仿真研究。

当缝隙1位置固定时，改变缝隙2的位置(即改变距离l3)的天线辐射方向图仿真结果如图6所示。从结果中可以观察到，当缝隙位置不再处于对称位置时，天线无法实现双波束辐射性能。

图6 16 GHz处随l3变化的仿真辐射方向图Fig.6 Simulated radiation pattern varies with l3at 16 GHz

本文所提出天线随缝隙位置d1变化的仿真方向图如图7所示。当缝隙1和缝隙2始终处于相对于电壁成镜面对称放置时，d1在3.8～4.2 mm时，天线始终在16 GHz下保持良好的双波束辐射性能。这表明双波束辐射性能依赖于辐射缝隙的镜像对称关系，且具有良好的加工精度容差能力。

图7 16 GHz处随d1变化的仿真辐射方向图Fig.7 Simulated radiation pattern varies with d1at 16 GHz

不同频率的仿真方向图如图8所示。可以观察到，由辐射缝隙产生的2个波束相对于边射方向呈现完全镜面对称的特点，并且最大辐射方向几乎不随频率的增加而变化，其具体性能如表2所示。在相同的频率下，左波束的最大方向与右侧的最大方向相同，并且随着频率的增加，最大辐射方向从43°变为45°,2°的变化范围可以忽略不计。此外，在给定的5个频点，增益的变化小于0.8 dB。

图8 不同频率的仿真辐射图Fig.8 Simulated radiation pattern of different frequencies

表2 所提出天线的仿真波束方向和增益Tab.2 Simulated beam direction and gain of the proposed antenna

3 结果与讨论

为了验证上述天线性能，制作了所提出天线的原型样件。天线实物如图9所示。

图9 所提出天线实物Fig.9 Photograph of the proposed antenna

天线的反射系数使用N9952A矢量网络分析仪进行测量，其仿真和测量结果如图10所示。从结果中可以观察到，测试和仿真的-10 dB阻抗带宽分别为16.6%(14.9～17.6 GHz)和16%(15～17.6 GHz)。轻微的差异可能归因于仿真中未考虑的一些误差，例如制造公差、焊料的存在和金属表面的粗糙度。

图10 天线反射系数的测量和仿真结果Fig.10 Measurement and simulation results of antenna reflection coefficient

在yoz平面中3个不同频点的天线的测量和仿真辐射方向图如图11所示。可以观察到，测量和仿真的主极化辐射性能基本一致。交叉极化测量结果与相应的仿真结果相差很大，主要是由于暗室测试条件限制。但是，仍然可以观察到所提出天线的交叉极化约为-20 dB。此外，可以看出天线的2个波束相对于宽边方向是完全对称的，并且随着频率的增加，最大辐射方向几乎保持不变。

(a)15 GHz

测量和仿真的增益结果如图12所示。测量的增益值略小于仿真的增益结构，可能是由于同轴连接器引入的附加损耗和额外的介质损耗。测量结果表明，该天线在16.8 GHz时获得了7.6 dBi的最大增益，-10 dB阻抗带宽范围内的增益波动小于0.7 dB。

图12 天线增益的测量和仿真结果Fig.12 Measured and simulated results of antenna gain

表3中总结了一些先前发布的具有稳定方向图的天线与本文提出的天线之间的性能比较。值得注意的是，在最后一列中引入了一个新的比较度量[16]，以评估天线的带宽和尺寸之间的关系(其中λ0表示与中心频率相对应的自由空间中的波长)。通过比较可以发现，文献[11-12,14]提出天线是由双层介质板或三维结构组成的，使天线具有复杂的加工工艺和高剖面，此外，它们的尺寸相对较大，这限制了带宽/尺寸比小于1。然而，本文所提出的天线在保持紧凑尺寸和简单设计的同时实现了16.6%的阻抗带宽，并且天线以1.7的因子(带宽/尺寸比)获得了最佳性能。此外，所提出的设计在工作频带上具有稳定的增益和方向图。

表3 天线性能比较Tab.3 Antenna performance comparison

4 结束语

本文提出并研究了一种具有稳定辐射方向图的宽带双波束SIW缝隙天线。天线由4个子腔体组成，这些子腔体的上表面刻有椭圆形缝隙。通过调整子腔中缝隙的位置，天线可获得16.6%的阻抗带宽。随着频率的增加，最大辐射方向2°角度范围内变化。此外，所提出天线的2个波束相对于边射方向呈现完全对称的特点，并且在相同频率下，2个波束的最大增益差小于0.1 dB。测量结果表明，该天线在16.7 GHz时可达到7.6 dBi的最大增益，并展示出良好的增益稳定性。总体而言，提出的天线非常适合某些需要宽工作带宽、低剖面尺寸和稳定双波束辐射性能的应用场景。