基于相位关联有源谐振辅助换流的电磁干扰抑制

禹 健，马宇辉，刘 鑫

(山西大学 自动化与软件学院，山西 太原 030013)

0 引 言

能馈型电子负载作为新能源并网发电的电源装置，其系统性能的优化与控制是人们研究的热点[1,2]. 随着半导体材料的开发和发展，SiC器件的应用使得能馈型电子负载的开关频率大幅度提高，而三相逆变器中的开关器件高频动作产生高的du/dt、di/dt，其寄生电容中储存的电荷在开关导通瞬间快速释放过程中产生大的尖峰电流，因而产生了极宽频谱的电磁干扰(Electromagnetic Interference, EMI)，影响系统的可靠运行[3].

近年来，学者们对能馈型电子负载系统中的电磁干扰问题提出了多种解决方案. 文献[4-6] 提出了有源滤波方案，其对信号采集模块的硬件要求很高，设计相对复杂，高频滤波效果会因电流互感器等器件的寄生参数而受到消极影响； 文献[7,8] 对无源 EMI 滤波器的设计做了精确的建模和分析，但将噪声源阻抗和滤波器无源器件的高频特性设定为理想特性，具有一定的局限性； 在文献[9-11]中，提出了一些改进逆变电路拓扑结构的方案，通过增加桥臂或开关管的数量来达到电路平衡，进而减小共模电压，但会大幅度增加系统设计的成本，不适合工程应用； 文献[12-15] 提出了利用辅助谐振极逆变器，结合改进的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation, PWM)等一系列针对能馈型电子负载的EMI抑制方法，其中，大多辅助回路开关是零电流开通(Zero Current Switching, ZCS)，励磁电流的单向复位，导致选用的变压器磁芯体积大，辅助换流二极管无钳位措施，过充振铃引起电压应力增高.

为解决上述问题，本文提出了一种相位关联的辅助谐振极型软开关能馈型电子负载，结合PWM时序控制策略，抑制电磁干扰EMI. 通过反相锁定关联的思想，主开关管实现零电压开通(Zero Voltage Switching, ZVS)，且在每个开关周期都实现磁化电流复位. 通过1.0 kW实验样机，将所提出方法与传统方法进行了对比，实验结果验证了EMI大幅度抑制的有效性.

1 电磁干扰EMI产生机理

图 1 为MOSFET开关实现感应负载切换的行为模型结构图. 栅极电压Vgs高于阈值电压时，沟道电流Ich开始上升.Ich大于感性负载电流后，续流二极管处于反向截止恢复期，输入直流电压通过开关管与续流二极管直接短路，使得电路中产生了很大的尖峰冲击电流，极大地恶化了系统的工作状态，甚至导致功率开关器件过电流失效.Ich继续增大，电容Cds与Cgd放电，CN充电. 电流所流经的回路包括和直流母线电源的滤波电容，包围面积大，辐射电磁干扰突出. MOSFET开关彻底开通后，寄生电感在二极管两端产生电压过充和振铃. 快速电流瞬变dIS/dt产生宽谱干扰信号，振铃产生高频窄带干扰信号，形成传导电磁干扰. 在电压瞬变和电流瞬变时段，所有辐射电磁干扰和传导电磁干扰，通过输入滤波电感传导给被测电源.

图 1 MOSFET开关实现感应负载切换的 行为模型结构图Fig.1 Behavior model of MOSFET realizing inductive load switching

因此，抑制Boost变换器功率开关管的电压和电流尖峰，降低电流变化率di/dt，是从源头上抑制传导电磁干扰和辐射电磁干扰EMI的重要因素.

2 软开关的实现与分析

2.1 电路结构

如图 2 所示，采用磁化电流双向复位的软开关抑制能馈型电子负载的EMI整体方案分为主回路和辅助回路两部分. 主回路由两个主开关管S1和S2构成的半桥和输出滤波电感组成.辅助回路包括辅助电源VAUX和辅助换流变压器TX，4个辅助开关管Sa1-Sa4两两串联构成辅助换流超前桥臂(ACLD)和辅助换流滞后桥臂(ACLG).

图 2 磁化电流双向复位的全ZVS软开关 能馈型电子负载Fig.2 Energy fed electronic load with bidirectional magnetic current reset and full ZVS switching

2.2 工作过程与控制策略

图 3 是负载电流为正时，一个PWM开关周期内，各个开关管的驱动脉冲信号和主要结点电压和支路电流的波形图. 在一个开关周期内的工作过程如图 4 所示.

图 3 电路的特征工作波形Fig.3 The characteristic working waveform of the circuit

(t

(t0-t1)

(t1-t2)

(t2-t3)

(t3-t4)

(t4-t5)

(t6-t7)

(t8-t9)

(t9-t10)

(t10-)图 4 各工作模式的等效电路Fig.4 Equivalent circuits of different operation modes

稳态条件下进行模式分析，基于以下假设:

1) 所有的开关和元件都是理想元件.

2) 负载电感足够大，保持开关状态变化瞬间负载电流ILoad恒定.

3)主开关管S1S2并联吸收电容C1=C2=Cm-oss.辅助开关Sa1-Sa4的并联吸收电容Ca1=Ca2=Ca3=Ca4=Ca-oss；

4)图 4 中箭头所指方向为电流的正方向.

模式1(t

模式2(t0-t1)：t0时刻，关断Sa3.换流电感Lr通过变压器与励磁电感Lm并联后和辅助电容Ca3，Ca4发生谐振，Q点电位下降，换流电流iLr从零开始增加,励磁电流iLm从-ILm_0向正方向变化；

本阶段Sa3两端电压vSa3和原边绕组电流iT1表达式为

(1)

iT1(t)=ILm_0cosωa(t-t0).

(2)

由电感电流初值与电感端电压积分得到励磁电感电流iLm和换流电感电流iLr，分别为

(3)

(4)

式中：ωa为谐振角频率.

(5)

在t1时刻，Sa3两端电压谐振到VAUX，根据式(1)，本谐振阶段的时间

(6)

模式3(t1-t2)：t1时刻，R点电位降至0，Da4自然导通，Sa4达到ZVS换流条件，励磁电流大小线性减小，换流电感电流线性增加.tA时刻，原边绕组电流减少至零，滞后辅助开关管Sa4可在时间段t1-tA之间控制导通为ZVS导通.

本阶段原边绕组电流

ILm_0cosωaT0-1.

(7)

辅助管Sa4的软开通时间

(8)

充电阶段(t1-t2)换流电感电流

(9)

t2时刻，换流电感电流iLr的值增至最大值

iLr(t2)=Ir+iLoad,

(10)

式中：Ir为换流电感电流iLr中超过负载电流的部分.

联立式(9)，式(10)，充电阶段(T12)的持续时间

T1-2=

(11)

模式4(t2-t3)：t2时刻，主开关S2关断，换流电感电流iLr中超过负载电流的部分Ir对电容C1放电C2充电，O点的电位开始谐振上升.

O点电位vO和换流电感电流iLr的表达式为

(12)

Ircosωm(t-t2)+iLoad,

(13)

其中：

(14)

t3时刻，O点电位上升至VDC. 本阶段持续时间

(15)

其中：

(16)

模式5(t3-t4)：t3时刻，D1自然导通，S1达到ZVS换流条件.换流电感电流iLr线性下降，tB时刻，换流电流iLr降至负载电流iLoad； 主开关管S1可在时间段t3-tB之间控制导通.

由式(13)、式(15)得： 主开关ZVS开通阶段持续时间

(17)

本阶段持续时间

T3-4=

(18)

模式6(t4-t6)：t4时刻，关断Sa1，换流电流iLr降至0 A，励磁电流iLm反向增至ILm_0； 励磁电流ILm_0对Ca1充电Ca2放电，Q点电位开始近似线性下降.t5时刻，Q点电位降到0，Da2自然导通. 根据主回路SPWM控制需要，t6时刻S1关断.Sa2可在t5后控制导通.

ACLD换流持续时间

(19)

模式7(t6-t8)：t6时刻，关断S1，负载电流iLoad对C1充电C2放电，O点电位线性下降.t7时刻,O点电位降至0，二极管D2自然导通.t7-t8由PWM控制需要确定,S2可在之后控制导通.

主开关自然ZVS换流持续时间

(20)

模式8(t8-t9):t8时刻(在主回路两次辅助换流间隔时间的中点)，关断Sa4，励磁电流iLm对Ca4充电Ca3放电，R点电位开始上升.

R点电位vR和电流iLm表达式为

(21)

(22)

式中：

(23)

在t9时刻，R点电位谐振至VAUX，本阶段持时间

(24)

模式9(t9-t10)：t9时刻，Da3自然导通，Sa3达到ZVS换流条件.tC时刻，励磁电流减少至零；Sa3可在时间段T9C之间控制导通.

本阶段励磁电流

(25)

Sa3的软开通时间

(26)

t10时刻, 励磁电流iLm增至ILm_0，本阶段持续时间

(27)

模式10(t10- )：t10时刻,关断Sa2.励磁电流ILm_0对Ca2充电Ca1放电，Q点电位近似线性开始上升.t11时刻，Q点电位升至VAUX，Da1自然导通； 在下一个开关周期之前(t0)控制导通Sa1.

本阶段持续时间

(28)

模式10结束，回路的工作状态重新回到模式1.

在负载电流输出为负的情况下，电路的工作流程与前述过程对应相同，仅电流方向相反.

磁化电流双向复位的ZVS软开关实现，可抑制能馈型电子负载开关动作时的电压和电流变化率du/dt和di/dt，大大减小传导电磁干扰和辐射电磁干扰EMI.

3 电磁干扰实验特性

研制了一台1.0 kW的磁化电流双向复位的ZVS辅助谐振极能馈型电子负载样机，验证电磁干扰的抑制特性. 背景参数与详细组件列表如表 1 所示. MOSFET双向开关S1和S2最大电压应力为400 V，最大有效值电流应力为14.47 A.

表 1 样机器件与参数Tab.1 Components and parameters of the prototype

其中谐振电感Lr为约束参数，在确保实现主开关ZVS开通的Ir范围内取值，使得式(9)的dv/dt最小.

测量50%负载，额定输入电压(220VAC)的电磁干扰分布，与传统能馈型电子负载进行比较[14,15], 如图 5 所示.

(a) 传统硬开关能馈型电子负载电磁干扰特性

(b) 本文软开关能馈型电子负载电磁干扰特性图 5 不同开关实现下的实测EMI特性Fig.5 Electromagnetic interference characteristics under different switching implementation

图 5 中软硬开关的仪器设置参数相同(原图： 横坐标每格1.00 μs，纵坐标每格10.0 V； 放大图： 横坐标每格200 ns，纵坐标每格50.0 mV). 可以看出，软开关操作使得该变换器在轻载条件下的EMI幅值大幅度减小.

电磁干扰EMI的频谱对比特性如图 6 所示. 软开关方案下的频谱中，幅值大约降低23 dB，并且没有明显峰值.

(a) 硬开关实现时的EMI频谱特性

(b) 软开关实现时的EMI频谱特性图 6 不同开关实现下EMI特性频谱图Fig.6 Spectral characteristics of EMI under different conditions

不同负载条件下，与传统能馈型电子负载比较的EMI特性分布如图 7 所示.

图 7 不同负载的EMI对比分布Fig.7 Comparison of EMI distribution under different loads

4 结 论

能馈型电子负载的主电路为升压拓扑，相位关联的磁化电流复位，克服了辅助谐振换流极拓扑(Auxiliary Resonant Commutated Pole , ARCP)磁化电流无法即时复位的问题，实现全开关ZVS，进行电磁干扰抑制.

1) 对MOSFET开关及其反并联二极管开通特性建模，通过静态特性及动态特性分析给出了辐射电磁干扰EMI和传导电磁干扰EMI的源头机理；

2) 相位关联法实现了主开关管和辅助开关管的零电压开通，电磁干扰EMI大幅度减少，样机测试中表明，在50%负载时与硬开关电路相比差值最大，达到23 dB.