一种12倍频全双工RoF系统

卢智嘉,杨 蓓,王现彬

(石家庄学院机电学院,河北 石家庄 050000)

1 引 言

集光纤通信和无线通信优势于一体的光载无线通信(RoF)技术,以带宽宽、容量大、可移动性强等优势在未来微波毫米波段宽带无线接入网中具有较好应用前景,而如何在光域产生质量高、频率可调谐的微波毫米波信号是关键所在[1-4]。相关学者报道了一些技术方法,如非线性效应法[5-6]、锁相环法[7-8]及光学上变频法[9-10]等。其中基于马赫曾德尔调制器(MZM)的光学上变频技术所产生的毫米波信号性能稳定且频谱纯净,成为近年来的研究热点[11-14]。Arya R[15]等人通过在MZM后级联均匀光纤光栅-声光可调谐滤波器(UFBG-AOTF),仿真实现了2、4和6倍频光生毫米波信号,但UFBG-AOTF的引入会降低系统波长灵活性,从而限制了在WDM系统中的应用。Zhang H[16]等人只采用一个单驱动MZM试验实现了8倍频光生毫米波信号,但光谱纯净度较差,影响了系统性能。Chen X[17]等人无需光滤波器,通过优化双平行MZM调制指数即可产生8倍频光生毫米波信号。Wang X[18]等人采用双激光器和双MZM,仿真实现了8倍频光生毫米波信号,总体看这些方案倍频系数相对较低。薛壮壮[19]等人采用三平行的MZM结构级联单MZM调制器,仿真实现了16倍频光生毫米波信号；应祥岳[20]等人采用两级双平行MZM级联的方式也实现了16倍频光生毫米波信号,这两种方案虽然倍频系数较高,但系统结构复杂、插入损耗大,降低了方案应用价值。且上述相关报道中RoF系统都为单工通信方式,为实现双工通信,都需要在基站加设激光源,从而使系统建设成本上升。为降低系统成本并进一步提高倍频系数,提出了一种基于集成双平行MZM的抑制载波光双边带RoF调制方案,通过PIN光电二极管拍频产生12倍频光生毫米波信号,在本方案中未使用到滤波器,从而提高了系统波长灵活性。在此基础上设计了一种基于偏振复用技术的全双工RoF系统,在该系统中无需在基站(BS)设置激光光源,只使用两个线偏振器(Pol)即可恢复出下行数据和上行载波,从而降低了系统建设成本及复杂度。

2 理论分析

所提出的基于双平行MZM的抑制载波光双边带产生方案如图1所示。在图1中也给出了A、B和C点处的光谱矢量示意图。

图1 双平行MZM生成抑制载波光双边带信号结构图

半导体激光器(LD)输出线偏振激光信号Ec(t)=Acexp(jωct),通过偏振控制器(PC)后注入集成双平行MZM。射频源RF发出射频信号V1(t)=Arfsin(ωrft)分别控制双平行MZM上臂MZM-a和下臂MZM-b,且上下两臂射频驱动信号相位差PS=90°。在Ec(t)和V1(t)中Ac和Arf为激光与射频信号幅度,ωc和ωrf为激光与射频信号角频率。上臂MZM-a工作在最大传输点,输出光场为:

(1)

式中,γ=0.5(100.05ER-1)/100.05ER,其中ER为MZM消光比,Vπ为MZM半波电压,IL为MZM插入损耗。令m=πArf/Vπ,对其贝塞尔函数展开后为:

(2)

由(2)式可以看出奇数阶边带得到了抑制,主载波和偶数阶边带得到了保留。

同理,对下臂MZM-b来说同样工作在最大传输点,射频驱动信号为V2(t)=Arfcos(ωrft),输出光场与(1)式类似,贝塞尔函数展开后为:

(3)

将(3)式进一步变形为:

(4)

(4)式与(2)式类似,抑制掉了奇数阶边带,偶数阶边带和主载波得以保留。

通过调整MZM-c偏置电压只进行相位翻转,此时只需令Vbias=Vπ即可实现,上下两臂合路后双平行MZM最终输出为:

(5)

现令γ趋向于0.5,即双平行MZM消光比ER取值较大。由(5)式可以看出在大消光比条件下,上下两臂主载波可以互相抵消,从而实现了载波抑制。同时上下两臂中2i阶边带(i=2,4,6,8…)由于相位相反也都互相抵消了,而2i阶边带(i=1,3,5,7…)由于在上下两臂中同相位,故合路后光功率得到了加强,即双平行MZM输出光谱中只保留了2i阶边带(i=1,3,5,7…)。

为实现大倍频系数,应滤除2阶边带,但滤波器的引入会降低系统波长灵活性,故本方案采用调整调制指数m来消除掉2阶边带。

图2给出了当n=2,6,10时贝塞尔函数Jn(m)与调制指数m的对应关系曲线,可看出当m=5.135时J2(m)=0,即可以消除掉2阶边带,在此条件下J10(m)≈0,这意味着10阶边带也可以近似忽略,然而如前所述由于双平行MZM上下两臂输出的10阶边带同相位,故合路后会使最终的光信号10阶边带功率增大,故不能直接忽略。

图2 贝塞尔函数曲线

而对于更高阶边带由于Jn(m)过低都可以忽略不计,这样就只剩下6阶边带和10阶边带,从而形成了抑制载波光双边带调制方式,结果如图1中光谱矢量示意图所示。双平行MZM最终输出可进一步化简为(式6):

抑制载波光双边带信号Eout(t)在基站处经过平方律PIN光电二极管进行光电转换后的电流I(t)为(式7):

Eout(t)=2Acγ10(-0.05IL)·{J6(m)[exp(jωct+j6ωrft)+exp(jωct-j6ωrft)]+J10(m)[exp(jωct+j10ωrft)+exp(jωct-j10ωrft)]}

(6)

(7)

由(7)式可以看出,经基站端PIN光电二极管拍频后分别产生了直流分量、4、12、16和20倍频射频分量。结合图2贝塞尔函数曲线可知,20倍频射频分量由于功率过小可以忽略,而直流分量也会被后续带通滤波器滤除,故最终只剩下4、12和16倍频射频分量,且4和16倍频射频分量峰值功率相等,其功率也明显小于12倍频射频分量,从而产生了以12倍频量为主的光生毫米波信号。

图3给出了6阶边带与其他边带(主载波、2、4、8和10阶边带)的光边带抑制比(OSSR)和调制指数m的对应关系,此时设定双平行MZM消光比ER=100 dB。可以看出随着m的增大,P6/P0、P6/P2和P6/P4呈现出上升趋势,这意味着2阶边带功率P2、主载波功率P0和4阶边带功率P4在逐渐降低,且在变化过程中不同边带的OSSR都存在一个极大值点,如图3中圆圈所示区域；而P6/P8和P6/P10则随m增大而减小,这表明8阶边带功率P8和10阶边带功率P10在随m增大而增大,这种情况是不希望出现的,原因是8和10阶边带功率的增大势必会影响抑制载波光双边带信号频谱的纯净度,进而使系统性能退化。前述分析中2阶边带需要调整调制m才能得以消除掉,为尽可能降低2阶边带的影响,故调制指数m应取在P6/P2极大值处,即m=5.1356,该值与图2结果基本相同,此时对应的P6/P2、P6/P0、P6/P4、P6/P8、P6/P10等OSSR分别为105.4、94.9、83.7、112.1、37.2 dB,可以看出当m取值5.1356时主载波和2、4及8阶边带基本可以忽略不计,但10阶边带并未完全消失。

图3 消光比ER=100时6阶边带与其他边带的光边带抑制比

图4给出了m=5.1356时P6/P2、P6/P0、P6/P4、P6/P8和P6/P10等OSSR与消光比ER的对应关系。由图4可以看出P6/P2和P6/P10与消光比ER无关,而P6/P0、P6/P4和P6/P8随ER增大而增大。现以P6/P10作为最低OSSR,当P6/P4达到该值时可以得到对应的消光比ER为45 dB,而大消光比正是双平行MZM一个优势所在,故实际系统可以满足此消光比要求。

图4 最优调制指数下OSSR比与消光比的关系

3 仿真研究

为验证方案的可行性,采用OptiSystem进行了仿真研究。线宽为10 MHz的LD输出频率为193.1 THz的激光信号,经过PC后注入到消光比为45 dB的双平行MZM。双平行MZM半波电压Vπ=4 V,上下两臂MZM-a和MZM-b工作在最大传输点,而MZM-c只进行直流偏置,偏置电压Vbias=Vπ=4 V,双平行MZM插入损耗IL=2 dB。双平行MZM射频驱动信号RF幅度为6.539 V,频率为10 GHz,从而可以实现m=5.135这一要求,上下臂射频驱动信号相位差为90°。随后光信号通过光纤传输到基站,光纤衰减为0.2 dB/km,色散系数为16.75 ps/(nm·km),差分群时延为0.2 ps/km,有效纤芯面积为80 μm2。到达基站后由PIN光电二极管拍频产生12倍频毫米波信号,PIN光电二极管响应度和暗电流分别为1 A/W和10 nA。

图5给出了图1所示结构中A、C和D点处光谱和电谱图。其中图5(a)是双平行MZM上臂输出光谱图。由图5(a)可以看出,由于J2(m)=0则2阶边带得到了抑制,但主载波仍然存在,再结合双平行MZM下臂输出的光谱及MZM-c引入的180°相移,最终可以消除主载波及2i阶边带(i=2,4,6,8…),从而实现抑制载波光双边带调制方式,结果如图5(b)所示光谱。

图5 系统中对应点的光谱和电谱图

在图5(b)中只有6和10阶边带,仿真结果与理论分析完全一致,此时对应的边带抑制比OSSR为37.38 dB。图5(c)是抑制载波光双边带信号在基站端PIN光电二极管拍频后所获得的射频信号频谱,可以看出在12倍频于射频驱动信号频率处,即120 GHz处存在一个离散谱,表明产生了120 GHz的单频射频信号,同时在40 GHz处也存在一个离散谱,但此频率处射频信号功率较低。图5(c)所示电射频谱与前述理论也完全对应,此时相应的射频杂散抑制比(RFSSR)为31.86 dB,从结果分析看特性较为优秀。

图6分析了射频驱动信号相移和MZM-c偏置电压变化对OSSR和RFSSR的影响。在图6(a)中,随着射频驱动信号相移变化量的增大,OSSR和RFSSR都在降低,以30 dB为界,OSSR所允许的扰动范围为±0.37 %,而RFSSR所允许的波动范围为±0.17 %,表明RFSSR对射频信号相位扰动更为敏感。图6(b)是子调制器MZM-c偏置电压变化对OSSR和RFSSR的影响,同样以30 dB为界,OSSR的扰动范围为±0.75 %,而RFSSR几乎不受偏置电压扰动的影响。故在实际系统中应合理控制射频驱动信号相移和MZM-c偏置电压的变化范围。

图6 相关参数对OSSR和RFSSR的影响

4 全双工RoF系统性能

常规全双工RoF系统需要在基站端另设激光光源作为上行链路载波使用,这会导致基站建设成本进一步增大。为降低系统建设成本、简化基站结构,在文章所述方案基础之上,结合偏振复用技术设计了一种基于双平行MZM的抑制载波光双边带全双工RoF系统,如图7所示,该系统无需在基站端重设激光光源,只放置两个线偏振器(Pol)即可恢复出下行数据和上行载波,进而实现上行链路载波重用。在图7中LD发射出的激光信号为Ec(t)=Acexp(jωct),通过偏振角为45°的PC后接入偏振分束器(PBS),将光信号分成x偏振方向(X pol)光信号Exc(t)=Acexp(jωct)cos(π/4)和y偏振方向(Ypol)光信号Eyc(t)=Acexp(jωct)sin(π/4)。随后Exc(t)耦合进双平行MZM,其作用过程与图1所述相同；Eyc(t)则不进行任何调制,留作上行载波使用。这样双平行MZM输出光信号为:

(8)

随后通过幅度调制器(AM)将下行数据S1(t)加载到Exout(t)上,变成已调光信号Exom(t),并与Eyc(t)经偏振合束器(PBC)合束后通过光纤传输到基站。

到达基站后将光信号通过功率分配器(Pos)分成两路,上支路光信号通过一个偏振角α1=0°的线偏振器(Pol-1)后变成线偏振光Epol-1(t):

Epol-1(t)=Exom(t)cos(0°)+Ecy(t)sin(0°)

=Exom(t)

(9)

从而可以恢复出已调下行光信号,随后通过自零差解调实现基带信号恢复,再通过低通滤波器(LPF)滤除带外噪声,最后送入测试设备(TEST1)进行性能分析。

另一支路光信号则接入一个偏振角α2=90°的Pol-2,随之变成线偏振光Epol-2(t):

Epol-2(t)=Exout(t)cos(90°)+Eyc(t)sin(90°)

=Eyc(t)

(10)

由(10)式可知恢复出了Eyc(t),随后将Eyc(t)注入幅度调制器(AM)作为上行载波重用,并通过光纤将数据S2(t)传输到中心站,经过PIN2光电转换后进行性能分析。

除前述相关参数外,下行数据S1(t)数据速率为3 Gbit/s,上行数据S2(t)数据速率为2 Gbit/s,都传输231-1个二进制码。下行链路入纤光功率为-5.4 dBm,从而可以忽略光纤中非线性效应的影响,LPF截止频率为1.5 GHz。

图7 全双工RoF系统结构图

图8给出了上下行链路在不同传输距离时所对应的Q值。可以看出,随着传输距离的增大,系统Q值都在降低,当传输距离从80 km增大到112 km时,下行链路系统Q值从11.1下降到7,而上行链路则从64.9近乎直线降到7,表明上行链路系统性能衰退较快,系统稳定性差。当传输距离超过112 km后,下行链路系统性能仍缓慢变差,而上行链路系统Q值已明显低于下行链路。在图8中给出了传输96和116 km时下行和上行链路系统眼图,从眼图变化上也可以看出这种趋势。

图9是上下行链路系统误码率(BER)与接收光功率对应关系曲线。可以看出随着接收光功率的变大,误码率都在降低。对于上行链路来说,当误码率BER=10-9时,背靠背传输后对应的接收机灵敏度为-46.49 dBm,传输90 km后在相同BER下对应的接收机灵敏度为-45.63 dBm,功率代价为0.86 dB。对于下行链路来说在相同BER下传输90 km与背靠背传输相比功率代价仅为0.47 dB,表现出了较好的传输性能。

图8 上下行链路中Q值与传输距离对应关系

图9 接收光功率与BER对应关系

5 结 论

提出了一种基于集成双平行MZM的抑制载波光双边带RoF调制方案,首先使双平行MZM工作在最大传输点以抑制奇数阶边带,同时调整调制指数m来消除2阶边带,再结合双平行MZM的子调制器MZM-c进行下臂相位翻转,最终产生以6阶边带为主的抑制载波光双边带信号,该光信号通过PIN光电二极管拍频后即可产生12倍频光生毫米波信号。利用该方案产生的抑制载波光双边带信号的OSSR为37.38 dB,射频信号的RFSSR为31.86 dB,表明光谱和电谱都较为纯净。借助不同形式的OSSR对调制指数m和消光比ER进行了理论优化,在此基础上分析了射频驱动信号相移和MZM-c偏置电压变化对OSSR和RFSSR的影响。最后仿真研究了一种新型全双工RoF系统的传输性能,在该系统中只在BS端设置两个Pol即可恢复出下行数据和上行载波。结果表明该系统在BER=10-9、传输距离为90 km时上行链路和下行链路功率代价分别为0.86和0.47 dB。