一款高性价比失配负载的设计与制作

胡宗旭

（中国电子科技集团公司第十研究所共性技术部，四川成都，610036）

0 引言

在现代战争中，电子装备对整个战争起着非常重要的作用。而军事电子装备之一的通信电台，在整个战局指挥中起着千里眼顺风耳的作用。故各类大、中、小功率电台和多功能电台发展迅猛，在部队各个编制领域得到广泛应用。

1 概论

军用通信电台在生产阶段或日常维护的时候，我们需测试的指标多且要求严格，其中有一项非常重要的指标，就是发射机的带负载能力，即负载容限测试。假负载（模拟天线用的失配负载）作为测试发射机的负载容限，是检验通信电台发射机使用寿命的重要一环。理想匹配的发射机输出，应接75欧姆标准负载（天线），因为只有在阻抗匹配时才意味着从发射机输出传递给负载（天线）能提供最大发射功率。但在用户实际使用时，由于受馈线电缆（传输线）的长度、连接头的接触和天线自身阻抗的偏差影响，实际阻抗和发射机所需的标准阻抗已经发生了变化，不再相等，这就叫负载失配。若负载失配程度超过发射机设定的负载容限值，由阻抗不匹配的负载过轻或过重而烧坏发射机。

在生产过程为使发射机有效模拟用户使用，适应馈线、连接和天线，我们用电压驻波比（VSWR）为2.5和3.5的失配负载对发射机进行负载失配容限测试。这样做的目的使发射机能更好适应用户使用，即小于或等于2.5时发射机仍然能正常工作，大于或等于3.5时发射机启动保护功能。目前，实现该两项指标测试的失配负载市场售价昂贵，性价比差，本人根据工作需要设计制作出一款高性价的失配负载。

2 失配的机理分析

发射机输出在设计时按设计标准应连接标准75Ω负载（天线），而负载也尽可能的接近标准75Ω，为什么在用户实际使用时还会引起失配呢？这里我们来分析下连接发射机输出和天线之间的馈线（电缆）。

馈线是用来连接发射机输出至天线之间的线段。馈线可以用由串联的电感、电阻及并联的电容和电导组成的分布电路表示，如图1所示。

图1

图1中，L表示单位长度上的电感（H/m）；R表示单位长度上的电阻（Ω/m）；C表示单位长度上的电容（F/m）；G表示单位长度上的电导（S/m）。

根据图1馈线的分布电路，我们来分析如图2所示的一段无限长的馈线。馈线上某几个点处的电压和电流值在图中给出，如图2所示。

图2

由图2可知，对于无限长的馈线，电压与通过该点的电流相除所得的比值，这个比值就是该馈线的特性阻抗。数学上表示为：

特性阻抗=Z0=V1/I1=V2/I2=V3/I3=······=Vn)/l1n(

也就是说当馈线趋于无限长时，电信号就能无反射地沿前行方向连续传播。或者换句话说，当馈线的终端天线可以吸收全部入射信号时，从电压源看进去馈线似乎有无限长的电长度，见图2。

在实际应用中，馈线的长度总是有限长的，当有限长的馈线阻抗与终端天线阻抗不相等时，那么传输的电信号就可能被有限长度的馈线的终端天线反射回来。当馈线长度改变，或者终端天线阻抗改变，反射信号的强度也会随之改变。

总言之，任意段馈线有一个唯一的阻抗，当该阻抗与终端负载阻抗相等，或者说馈线的终端以该阻抗值作为负载时，则馈线上不会产生反射信号，在馈线上不产生反射波的终端天线阻抗就等于馈线的特性阻抗，此时的馈线和终端的天线处于匹配状态。反之，则会产生反射信号，馈线和终端的天线处于失配状态。如果失配程度越深，则反射信号越强。同理，对发射机来说，当发射机输出端口连接部分失配程度越深，则反射信号越强，发射机被烧坏的危险性就越大。

3 失配负载的阻抗计算

发射机输出负载失配，无非就两种情况发生，一种情况是大于标准阻抗75欧姆，甚至于无穷大（开路）；另一种情况是小于标准阻抗75欧姆，甚至于无穷小（短路）。无论是大于发射机输出的标准阻抗还是小于发射机输出的标准阻抗，都会造成对发射机输出的不匹配，引起反射。即：

上式中ΓL为终端负载反射系数；ZL为终端负载阻抗；Z0为源端（发射机输出端口）阻抗。

也就是说，当Z0=ZL=75Ω时，所有的入射功率被终端负载吸收，这就叫负载匹配状态。即：ΓL=0，终端负载无反射。

当Z0≠ZL≠75Ω时，一些入射功率被终端负载吸收，而一些被反射回源端，这就叫负载失配状态。在失配状态，功率传输时同时有两种电磁波且沿相反方向传输而形成驻波，驻波的最大电压与最小电压之比或最大电流与最小电流之比称之为驻波比（SWR）,SWR通常又称为电压驻波比（VSWR）。即：

当终端负载为纯电阻时，VSWR可表示为源端阻抗与负载阻抗的比值。即：

由式（4）可知，当VSWR=1时，Z0=ZL=75Ω；那么如果VSWR=2.5时，终端负载阻抗ZL有两种情况，一种是时：

ZL=VSWR·Z0=2.5×75=187.5Ω。

另一种情况是ZL＜Z0时：

当VSWR=3.5时，若ZL>Z0，那么终端负载ZL的值为262.5Ω；若ZL＜Z0，那么终端负载ZL的值为21.4Ω。

由此可知，当我们需要VSWR为2.5的失配负载ZL来模拟测试发射机输出的负载容限时，那么失配负载ZL的取值为30Ω或187.5Ω；当我们需要VSWR为3.5的失配负载ZL来模拟测试发射机输出的负载容限时，那么失配负载ZL的取值为21.4Ω或262.5Ω。

4 失配负载的电路构成

电压驻波比为2.5的失配负载电路见图3， 图3中，L为频带补偿电感；C为频带补偿电容；调整L的电感量和C的电容量，可改善所需频带内的平坦度。L的取值通常为1～50nH；C的取值通常为1～20PF。R为大功率射频微带电阻，是失配假负载的核心器件，该器件的取值大小、精度和耐功率程度直接影响失配负载的性能指标。本例R的取值为187.5Ω±0.5%/100W。

电压驻波比为3.5的失配负载电路电路组成形式同图1，仅R的取值不同。本例R的取值为262.5Ω±0.5%/100W。

图3

5 实测指标对比

本例失配负载在矢量网络分析仪上的实测指标见图4，从图4看，1MHz～1000MHz范围内指标均满足2.5要求，且平坦度好。

图4

外购失配负载在仪器上的实测指标见图5，从图5看，外购失配负载VSWR在1MHz～1000MHz范围内仅为2.3～2.4之间，误差大、平坦度差。

通过比较，本例失配负载在电路设计时采用了电感补偿和电容补偿，有效提高了频带内的平坦度和精度，性能指标优于外购失配负载。另外在耐功率方面，本例设计制作的失配负载能承受100W功率，而手上使用的外购失配负载仅能承受50W功率。

图5

6 经济效益

（1）外购价格：外购失配负载价格昂贵，一般在5～8千元左右；本例设计失配负载成本低廉，仅几百元钱。

（2）外购功能：外购失配负载功能单一，2.5和3.5相互独立，采购成本高；本例设计的双端口失配负载2.5和3.5合一体，大大降低了成本，且承受功率能力比外购失配负载高出一倍。该款失配负载结构独特，制作简单，使用方便。

（3）直接经济效益：A、外购失配负载：2.5/6000×3=18000元；3.5/6000×3=18000元；2.5+3.5=18000+18000=36000元。 B、本例设计失配负载：2.5/3.5/300×3=900元，直接节约了35100元。

（4）无形经济效益：根据测试要求，电台整机和模块均需要负载容限测试，每年生产任务繁重，因失配负载数量有限严重影响生产进度。通过本例设计失配负载经计量标校合格投入使用，在数量上和测试上完全满足了生产，有力推进提前了生产计划进度。

7 结论

本文从发射机输出负载失配的机理分析、失配假负载的阻抗计算、电路的设计、电路元器件取值、参数调试等，都作了较为详尽的阐述，并将电路组成原理图画出，目的是为了增强对读者的可制作性和实用性。该失配负载通过较长时间的实际应用，是一款指标优良的好产品，值得推广应用。