新型容性整流移相全桥变换器研究

户毅仁， 石 勇， 张林博， 郭 康

(陕西科技大学 电气与控制工程学院, 陕西 西安 710021)

0 引言

随着电力电子技术的快速发展， DC-DC变换器的发展也得到了长足的进步.由于DC-DC变换器具有效率高、可靠性高等优点，所以广泛应用于工业、航空、医疗、科技等领域.其中，移相全桥变换器[1-4]因为具有软开关范围宽的优点，所以广泛应用于中大功率领域.移相全桥变换器的一次环流损耗[5-12]、软开关谐振过程[13-20]等问题是该领域的研究热点.文献[9]通过增加变压器绕组和副边增加辅助电路，使滞后桥臂形成单独半桥电路，很好的解决了滞后管ZVS实现范围窄的缺点；文献[10]采用电容滤波器取代常规的LC滤波器，使变压器一次侧电流迅速复位以实现滞后管ZCS，且变压器二次侧整流二极管无反向恢复损耗.这些研究成果极大的促进了DC-DC变换器的实用化进程.

通过增加辅助电路可以改善传统变换器的缺点，与此同时会带来增大电路体积、控制方式复杂等问题.本文提出一种新型容性整流移相全桥变换器，该变换器副边采用容性整流结构，不需要增加辅助电路且控制方式简单，可在续流阶段将原边电流复位至0.该变换器具有如下优点：滞后管在宽负载范围内可实现软开关，无二极管反向恢复损耗.本文首先介绍了该变换器的组成及原理分析，随后进行电路的特性分析，接着是实验结果及分析，最后给出结论.经实验验证：该电路工作原理正确，可以正常工作.

1 电路拓扑结构

图1为本文所提出的新型容性整流移相全桥变换器的电路拓扑.在一次侧，Vin为直流母线输入电压；Q1、Q2、Q3、Q4为N型MOSFET，其中D1、D2、D3、D4为MOSFET的体二极管，C1、C2、C3、C4为MOSFET的输出电容，并不需要外接电容.Cin为稳压电容，接在直流输入母线两端.Lp是变压器漏感.在二次侧，D5、D6、D7、D8是整流二极管，由于本文所提出的电路拓扑采用电容滤波器，负载Ro只与Co并联连接.

图1 新型容性整流移相全桥变换器

2 基本工作原理

图2为该变换器的关键波形图.vQ1、vQ2、vQ3、vQ4为原边开关器件的驱动波形；vp为变压器原边电压波形；vs为变压器副边电压波形；ip为原边电流波形；iD5为整流二极管电流波形.

图2 关键波形图

该电路拓扑正半周期模态如图3所示.在讨论之前，假设所有功率器件为理想元器件，忽略驱动电压上升时间和一次侧开关管的压降以及关断时的漏电流.

模态1[t0-t1]：Q1和Q4都导通，输入电源通过变压器给负载稳定供电，D5和D6导通.ip线性增加，在t1时刻，ip增加至最大ipmax，其斜率为：

(1)

模态2[t1-t2]：在t1时刻，Q1关断.由于Lp的存在，ip保持之前的方向，但呈线性减小；ip给C1充电，同时给C2放电.由于有C1和C2，限制了Q1的d、s两端电压的增长速率，使得Q1是ZVS关断.此阶段ip为：

(2)

式(2)中：kT-变压器变比.

C1、C2的电压依次为：

(3)

(4)

式(3) 、(4)中：I1-Δt1-2期间的有效值，近似于ipmax.

模态的持续时间为：

(5)

模态3[t2-t3]：在t2时刻，C1的电压上升到Vin，C2的电压下降到0，这时D2自然导通.此阶段电流为：

(6)

由于没有滤波电感作用，电流下降很快，这个模态结束之前原边电流能否降至0，漏感Lp的大小起决定性作用，验证本文理论的实验样机所用变压器漏感较小，ip可以在该模态复位至0，因此电流复位到0的时间为：

(7)

在t3时刻，Q2实现ZVS开通.Q1与Q2的死区时间Tdead一定大于Δt1-2，以保证Q1可以实现ZVS关断，Q4可以ZVS开通，即

(8)

模态4[t3-t4]：t3时刻之前，ip降至0，在t4时刻，Q4可以实现ZCS关断.

模态5[t4-t5]：在t5时刻，由于漏感作用，限制了ip的变化率，从而Q3可以实现ZCS导通.此模态时间与Q3与Q4的死区时间Tdead一致，即

Δt4-5=Tdead

(9)

模态6[t5-t6]：Q2在t3时刻已经开通，Q3在t5时刻也已经开通，进入负半周期.在t6时刻时，电流降为反向最大-ipmax，原边电流等于：

(10)

Δt5-6时间为：

(11)

式(11)中：D-有效占空比(Q1与Q4共同导通时间与周期之比)；T-周期时间.

从这模态开始，电路进入负半个周期，其工作情况类似于前面描述的[t0-t5].

(a)模态1

(b)模态2

(c)模态3

(d)模态4

(e)模态5

(f)模态6图3 正半周期模态图

3 电路特性分析

3.1 电流复位原理及产生的影响

如图2所示，t0到t5时刻为该电路的半个周期，其中：t0到t1时刻为有效占空比时间，时间为DT；t1到t5时刻为电流复位时间，时间为(1/2-D)T.而从t2时刻起，D2自然导通，限制了电流方向，变压器原边电压已降至0，副边vs仍保持高电平状态，由副边反射回原边的电压强行拉低原边电流，电流减小至0.电感Lp充电时间为：

tcharge=DT

(12)

电流复位时间为：

(13)

式(13)中：ipmax为:

(14)

该电路工作在断续状态下的条件是电流上升时间与复位时间小于T/2.即

(15)

因为电路工作在断续状态下，副边整流环节不存在短路现象，所以二极管不会反向恢复，从而降低电路损耗.整流二极管两端的电压由输出电压决定，从而可降低输出整流二极管的电压定额，并且不需要添加RCD吸收电路，可以节约电路成本，以及节省大电感所占空间，提高功率密度.要使系统工作在连续状态下时，可以使所有开关器件实现ZVS，但与此同时会引起整流二极管的反向恢复与高压振铃，这样就需要增加谐振电感和减小变压器变比，从而需要选择反向耐压高的整流二极管，以及外加RCD吸收电路.因此，该电路拓扑设计应用于对电流纹波要求不高的应用场合.

3.2 输入输出关系

实际电路的输入输出电压关系与实验样机的走线、布局所产生的寄生参数、元器件的压降等都有一定的关系.对于理想电路，可以先忽略寄生参数、元器件的压降对输出的影响，当该电路在断续状态下运行时，可推导Vo与Vin之间的关系为：

(16)

其中，

(17)

3.3 Q1和Q2的软开关

由于存在C1和C2，限制了Q1的d、s两端电压的增长速率，使得Q1是ZVS关断.又因变压器原边有漏感的存在，电感量足够提供C1、C2的能量交换时所需要的能量，即

(18)

以Q2为例，在D2自然导通之后才开通，因此可 实现ZVS开通.

3.4 Q3和Q4的软开关

Q3、Q4开通时，由于Lp的存在，限制了原边电流的变化速率，使得ip从0缓慢增长，因此Q1、Q3可以零电流开通.减小Q3、Q4驱动电阻，使得开关管开通变快，可以进一步降低导通损耗.关断时，由副边反射到原边的电压足以使电流复位到0，即

(19)

Q3、Q4是在原边电流复位到0之后才关断，因此它们可以实现零电流关断.

4 实验结果及分析

搭建实际硬件电路如图4所示.该变换器设计参数如表1所示.

图4 500 W原理样机

表1 设计参数

图5所示为150 V时实际变压器原边电压和原边电流波形，原边电流的变化率由电感量的大小决定，实际波形与理论相符.

图5 变压器原边电压波形和原边电流波形

图6所示为150 V时实际变压器副边电压和原边电流波形.从图中可以看出电流复位是由变压器副边电压反射到原边，导致电流复位至0.

图6 变压器副边电压波形和原边电流波形

图7所示为150 V时实际整流二极管D5电压、电流波形，其中电流无反向恢复.

图7 整流二极管电压、电流波形

图8为150 V时Q1的漏极和源极之间的电压与电流以及栅极和源极之间的电压.从图中可以看出，Q1实现零电压开通与零电压关断.

图8 Q1的vds、vgs和ip

图9为150 V时Q4的漏极和源极之间的电压与电流以及栅极和源极之间的电压.从图中可以看出，Q4实现零电流开通与零电流关断.

图9 Q4的vds、vgs和ip

图10所示的是相同输入输出电压(输入电压：300 V，输出电压：150 V)情况下，不同负载的效率曲线.从图中可以看出，不同负载效率都可达94%以上.

图10 效率曲线

5 结论

本文提出一种新型容性整流移相全桥变换器.文中分析了电路的基本工作原理和特性，并进行了实验研究.实验结果表明该电路工作原理正确，可以正常工作.该电路具有如下特点：全部开关器件实现软开关；输出整流器两端的电压等于输出电压；整流二极管的电流具有较低的电流变换率，有助于减小反向恢复损耗甚至无反向恢复，可实现零电流开通.