一种单端转双端差分的高速模拟电路

华 山

（福建利利普光电科技有限公司，福建 漳州 363005）

0 引 言

随着电子技术的发展，高速模拟数字转换器（Analog to Digital Converter，ADC）已广泛应用于各种测量仪器和通信设备，对模拟信号进行数字转换处理。由于高速ADC均采用双端差分和模拟输入，而模拟信号一般是单端信号（特殊情况除外），这就需要有一电路来实现单端到双端差分的转换，且保证信号无失真。

当前，单端转双端差分电路通常采用国外进口的高速、高带宽集成芯片来实现。芯片本身价格不菲，且采购渠道也常受限，一定程度地制约着产品的应用设计和性价比的提高。因此，自主设计一种高速、低成本且满足性能要求的单端转双端差分的模拟电路成了当务之急。

1 总体设计概述

按设计的预期要求，利用一种单端转双端差分的高速模拟电路代替现有高速、高带宽的集成芯片。由于这类芯片还具备一定的增益调整能力，同时差分输出的共模和差模电压又能满足后级ADC输入的电气特性要求，因此设计的电路必须具有以下特性。一是以较低成本的分立器件来实现该电路。二是电路可以将输入的单端信号转换成双端差分信号输出，且具有高速、高带宽响应。三是电路具备一定的增益调整能力。四是电路的输出电气特性需能满足后级ADC的电气要求。

为满足上述特性，设计的电路包括晶体管差分电路、交流补偿、高频补偿、恒流源电路、射随反馈电路、增益调整回路以及输出电压限幅控制等单元。

2 电路详细设计

2.1 晶体管差分电路

电路原型即共发射极放大电路如图1所示，其中的Q1和Q2组成差分放大电路，单端输入信号SIG_IN只由Q1基极输入，反向180°后从Q1集电极输出，信号的直流偏移Vbias由Q2基极输入，差分放大电路仅对两输入间的电压差进行放大[1]。Vbias为软件控制的具有一定变化范围的直流电压，可平衡（抵消）输入信号的直流成分，使得输出端满足后级电ADC的输入电压轨。且两个晶体管的Vbe的温度变化相互抵消（两管选用Vbe特性一致），在输出端不会体现，使得电路的温漂特性得到保证[2]。Q3和Q4组成的第二级差分电路用于将输入信号再反向180°，得到与输入信号同相位的信号。如此，通过二级差分电路的两次反向得到整体电路双端输出的正负（P/N）信号，同时Q3、Q4和Q1、Q2组成的双晶体管也利于增益的分配。

2.2 交流补偿

由于电路需满足高速、高带宽响应，差分晶体管就必须选用同一品牌和型号的高频管，且两管之间也需要有一定的交流回路，补偿电路的非线性[3]。交流补偿回路放在两个晶体管的发射极之间，如图1中的 R10、C6、R12、C7和R7、C1，通过调整 RC 值适当补偿交流某些频段的非线性，利于电路带宽曲线的调整[4]。

图1 一种单端转双端差分的高速模拟电路

2.3 高频补偿

高频补偿即引入共基极电路。共基极电路不存在密勒响应，但它输入阻抗较低的特性使其无法作为整体电路的输入级[5]。渥尔曼电路则很好地利用了共基极的电路特性，在共发射极电路的集电极再级联一级共基极电路，即在上图1中Q1的集电极再接一个Q5，且Q5的基极接地[6]。

Q1是共发射极电路，其输入电容Ci为基极-发射极间电容Cbe与由于密勒效应而乘以（Av+1）后的基极-集电极间电容Cbc之和，频率特性被破坏。渥尔曼电路的输入电容如图2所示，下晶体管Tr1（即Q1）的Av=0，Ci仅为Cbe与Cbc之和，没有发生共发射极电路避免不了的密勒效应，还有Tr1集电极交流接地，所以也与没有Cce的情况一样，电路的频率特性没有变坏[7,8]。高频补偿的本质，就是通过级联共基极放大电路，组成渥尔曼电路，克服密勒效应。

图2 渥尔曼电路的输入电容

2.4 恒流源电路

如上述单端转差分电路是通过差分放大电路实现，而差分放大电路工作是接上电流源，使得两个晶体管发射极电流的和为一定值[9]。

在实际电路中，如图1所示，R15、Q7、R14和R17、Q8、R16组成恒流源电路，CT1和CT2控制软件输出直流固定电压，电压使得Q7和Q8的BE间PN结导通后，R14和R16上端和下端也存在固定电压。所以当R14和R16的阻值确定时，流过R14和R16的电流为恒定值，流过Q7和Q8的电流也为恒定值，从而使得差分晶体管Q1、Q2和Q3、Q4发射极的电流和也为恒定值。

2.5 射随反馈电路

单端转差分电路输出端连接的是ADC，所以电路的输出端须叠加后级ADC的共模电压。如图1所示，ADC输出的共模参考电压VCM经RC滤波后输入到运放U1的正端，从U1的输出端引入负反馈，直流通路经R15和Q9(电流驱动)的发射结、电阻R3、R4、R22以及R23反馈回到运放U1的负端，交流通路则通过电容C5反馈到U1的负端。直流通路的负反馈使得差分输出端的共模电压等于ADC输出的VCM，交流通路的负反馈则是为了稳定相位，防止振荡[10]。通过单运放的射随反馈回路，使得差分电路输出端的共模电压完全等于ADC输入要求的共模电压。

2.6 增益调整回路

由于差分放大电路双端输出的实际增益是和共发射极电路相同，而共发射极电路的电压放大倍数Av=Vo/Vi=Rc/Re，所以差分放大电路的双端输出增益Av=Rc/Re。因此，只需在上述的晶体管差分电路中加入发射极电阻（图1中的R5和R6）就能有效控制增益，使得电路增益Av=R3/R5（R4/R6）。

在电路实际应用中，只有单一增益往往无法满足系统设计的要求。因为模拟信号的幅度有大有小，而ADC的最大输入信号幅度却是有限的，所以这就要求ADC前级电路具有不同的增益。

为了得到不同的增益，可在电路的信号输入端SIG_IN和Vbias再并联一组差分电路。SIG_IN连接Q10的基极，Vbias连接Q11的基极，Q10和Q11的集电极再分别接回Q1和Q2的集电极回路。Q10和Q11的发射极之间也需要有RC交流补偿，而不同增益的实现就是由Q10和Q11的发射极电阻R24和R25决定，R3和R4的阻值已被固定，决定了Q1和Q2的增益。通过选定合适R24和R25的阻值，决定Q10和Q11回路的电压增益Av=R3/R24（R4/R25）。R29、Q12以及R28为并联的差分回路提供恒流源，CT3则是软件控制的电平，在系统需要选用不同增益时输出高电平，导通恒流源回路，同时关闭原来的恒流源回路。

同理，若两组差分回路仍无法满足增益要求，可再并联一级差分回路来实现。但多级并联也必然给PCB布局走线和不同的带宽曲线控制带来麻烦，所以并联的级数不是越多越好。

综上所述，单端转差分的增益调整能力是通过并联和切换差分回路、改变Re阻值来实现。

2.7 输出电压限幅控制

电路的差分输出端须满足ADC的输入电气特性，除上述的VCM外，还有ADC的输入满量程电压。它是ADC正常工作的最大输入电压（共模+差模），超出范围信号就会失真，因此电路输出的共模和差模电压须限制在这个满量程电压范围内。

共模电压是在射随反馈电路输出的VCM再叠加SIG_IN直流分量与Vbias差值的放大输出电压。共模的限幅就是当SIG_IN直流分量在合理范围内，通过变化和限制Vbias的电压量，从而限制电路输出端叠加的直流电压，保证输出共模电压在ADC的满量程范围内。

差模的限幅是在确定电路增益、正负VCC以及恒流源电流后，通过调整R20的阻值来实现。从图1正负VCC之间的任一电流通路可知，正负VCC的电压和减去各个电阻和晶体管的压降，就是电路单端能输出的最大交流电压。而只有R20与电路增益和恒流源电流无关，所以调整R20阻值能改变和限制电路输出的最大交流电压，从而限制双端输出的交流电压，保证输出差模电压在ADC的满量程范围内。

3 结 论

通过上述各个单元电路的整合，实现了单端转双端差分电路的完整设计。本电路已申请了发明专利，且已于2019年获得专利授权。以上成果是为示波器模拟前端做的一次降成本设计，设计初期采用的ADC是HMCAD1511，后逐步扩展应用到其他ADC上。该设计的相关内容已在几款示波器上得以成功应用，目前适用带宽200M以内的机型。

本文虽然是为示波器的ADC应用而设计，但电路亦可应用到其他高速ADC的设计。