基于阶梯阻抗变换器的宽带功率放大器设计

刘茂林,王 斌,李 冉,蓝 禹

(重庆邮电大学 光电工程学院,重庆 400065)

随着汽车电子化程度不断加深,汽车电子设备的EMC(电磁兼容)问题越来越受到重视,汽车EMC 测试也成为现在汽车出厂前必要的一项测试[1]。而功率放大器(简称功放)是汽车EMC 测试系统中最核心的器件之一,占据了该系统大部分成本,可为测试系统提供足够大的功率来产生较大的标准测试场强,其性能好坏将直接影响到汽车EMC 测试的效果。随着汽车EMC 测试系统测试标准的提高,测试项目的增加和散热需求的提升,就要求功放覆盖更宽的频带,拥有更高的效率,具有良好的增益平坦度,即对功放在带宽、效率和增益平坦度等方面的设计提出了更高的要求[2]。因此,汽车EMC 测试的功放正朝着宽频带、高效率、高增益平坦度等方向不断发展,并且宽带高效率功率放大器的设计也成为近年来功放研究的热点之一[3]。

目前,在功放的宽频带、高效率等研究方向上,国内外的研究者提出了多种技术方案,在带宽扩展方面,学者们通过使用低/带通滤波结构[4]、负反馈结构[5]、实频技术[6]、连续类功率放大器[7]等技术方式来实现功率放大器的宽带化;在效率提高方面,学者们采用Doherty 功率放大器[8]、逆F 类功率放大器[9]、连续类功率放大器[10]等技术手段来改善功率放大器的效率。同时,一般来说,功放的带宽和效率是一对矛盾的变量,对于要求功放宽带和高效的场景来说,选择合适的匹配网络,平衡带宽和效率性能就是功放设计的难点。而对于多种宽带化设计方案来说,阶梯阻抗变换器不仅设计结构简单,而且拥有良好的宽带匹配性能和较高的功率效率,被普遍使用在宽带功率放大器的设计中。本文综合汽车EMC 测试系统对功放的带宽和效率的要求以及阶梯阻抗变换器的优点,选择阶梯阻抗变化器的匹配方法来实现功放的宽频带和高效率。

本文基于CREE 公司的GaN HEMT 晶体管CGH40010F,采用阶梯阻抗变换器的宽带匹配网络,拓宽了功放的带宽,提高了功放的效率,同时获得良好的增益平坦度,最终研制出一款应用于汽车EMC测试系统的宽带功率放大器,其工作频段为1～ 2 GHz,功率附加效率高于50%,饱和输出功率大于40.2 dBm,增益平坦度小于±1.5 dB,可以为后续汽车EMC 测试系统的功放设计提供参考。

1 AB 类功放理论分析

功放的工作状态可以根据晶体管在一个信号周期内的导通角来进行划分,而导通角又由功放的直流偏置决定,根据导通角的不同,可以分为A 类、AB 类、B 类和C 类,它们之间的线性度依次降低,而效率依次增加。本文设计的宽带功放工作状态为AB 类,AB类功放的导通角θ为:180°<θ<360°,其工作效率比A类功放高,线性度比B 类功放好,在效率和线性度之间有着较好的平衡,可以满足不同场景的不同需求,应用广泛,其理论效率为50%～78.5%[11]。

栅极-源极电压波形为:

式中:VGS为栅极-源极电压的直流分量;vgs为栅极-源极电压的交流分量;vgsm为交流分量vgs的最大值;ω为其工作的角频率。

式中:θ为晶体管的导通角;Vt为晶体管的阈值电压。

那么导通角的余弦值为:

漏极电流的导通角为:

根据平方律特性,漏极的电流波形为:

根据线性特性,漏极的电流波形为:

2 宽带匹配网络设计

2.1 λ/4 阶梯阻抗变换器原理

本文采用λ/4 阶梯阻抗变换器的匹配方法实现功放的宽带设计。λ/4 多阶梯阻抗变换器的匹配宽度随着阶梯数目的增加而增加,通过合理设计λ/4 多阶梯阻抗变换器,可以获得比同长度的渐变线更加良好的匹配性能,在射频宽带功率放大器的设计中有着较高的实用价值[12]。λ/4 多阶梯阻抗变换器的结构如图1所示。

图1 λ/4 多阶梯阻抗变换器示意图Fig.1 Schematic of the λ/4 multistep impedance converter

本文以二阶梯阻抗变换器为例来介绍其匹配原理,如图2 所示,图中Z1、Z2分别为第一、第二阶变换器的特性阻抗,Z0、ZL分别为其两端外接阻抗。假设线长为L=λ0/4(λ0为中心频点波长),对应的电长度为;对于低频点f1,对应波长为λ1,电长度为;对于高频点f2,对应波长为λ2,电长度为。

变换器各点处的反射系数为:

图2 二阶梯阻抗变换器Fig.2 Two-step impedance converter

在T0面上的反射电压之和可用式(8)表示:

式中:Ui为一入射电压波。

则反射系数为:

同理,对于N阶梯阻抗变换器,其在T0面的反射系数为:

对Γ取模:

对于不同的Γ0,Γ1,Γ2,…,可以有多个θ值,使Γ=0,而θ又与λ成反比,即与f成正比。对于合理设计的λ/4 多阶梯阻抗变换器,可以有多个工作频带内的频率值f使|Γ| 等于零,从而实现宽带匹配,并且拥有良好的匹配性能。

2.2 宽带匹配网络设计

在ADS 软件中,使用阶梯阻抗变换器的宽带匹配方法,可以设计并得到所需要的宽带匹配网络。具体匹配设计过程如下,首先在ADS 软件中通过负载牵引的方法在多个频点处牵引出晶体管的最佳源阻抗和最佳负载阻抗,然后选择某一频点处的最佳源阻抗和最佳负载阻抗作为宽带匹配的最优值,表1 为晶体管在频带内5 个频点处的最佳源阻抗和最佳负载阻抗。为保证功放的效率和输出功率最大以及实现更宽的频带,综合考虑后,本文选用1.5 GHz 处的源阻抗(23.6+j25.6) Ω 和负载阻抗(17.7+j6.7) Ω 进行宽带匹配设计。

表1 晶体管在频带内5 个频点处的最佳源阻抗和最佳负载阻抗Tab.1 Optimal source impedance and optimal load impedance of the transistor at 5 frequency points in the frequency band

然后采用前一节介绍的λ/4 多阶梯阻抗变换器理论,结合最优源阻抗和负载阻抗,选择三阶梯阻抗变换器,计算出宽带匹配网络的初始值,该网络完成功放的共轭匹配,实现功放最大功率输出。具体计算过程如下,以输出匹配网络为例,首先计算出相对带宽:

计算出阻抗转换比:

根据相对带宽和阻抗转换比,查文献[12]中多阶阻抗变换器的带内驻波比和R及Wq的关系表,得到所需的阶数为三阶,再查多阶阻抗变换器的各阶归一化特性阻抗表得到各阶的归一化阻抗值z1=1.1779,z2=。

反归一化后,得到各阶变阻器的阻抗值:Z1=20.8488,Z2=29.6174,Z3=42.0711。又因为各阶变阻器为λ/4 微带线,所以知道微带线电长度,选择好合适的板材,再用ADS 软件的LineCalc 功能,计算出各阶微带线的宽度Wn和长度Ln,三阶微带线初始值如下:W1=3.7 mm,L1=28.2 mm,W2=2.3 mm,L2=28.7 mm,W3=1.4 mm,L3=29.4 mm。

最后使用ADS 软件优化网络的初始值,使整个频带内S11小于-10 dB,最终得到所设计的输出匹配网络。同理,计算并优化得出输入匹配网络,所设计的输入匹配网络和输出匹配网络如图3 所示,图中数据1.5/17.5 分别表示一段微带线的宽度w和长度l,单位mm。经仿真验证,所设计的输入和输出匹配网络均满足所设计功放的性能指标要求。

图3 输入和输出匹配网络Fig.3 The input match network and output match network

3 功放的仿真与优化

功放设计的主要步骤如下:(1)选择合适的静态工作点,确定功放的工作状态;(2)对偏置电路进行设计,需要注意偏置电路的电流承受能力,旁路及耦合电容的选择;(3)需要判断功放是否稳定,由于本文晶体管在1～2 GHz 频段内不完全稳定,为保证其能正常稳定工作,必须在输入网络中加入RC 并联稳定电路;(4)根据前一节所设计的宽带匹配网络完成功放的阻抗匹配设计,搭建出功放完整的电路原理图。

完成设计后,在ADS 软件中对功放进行原理图的谐波仿真,优化其效率、输出功率、增益及增益平坦度等重要仿真参数。进行原理图仿真后,开始版图仿真,仿真出更贴近实际情况的仿真结果,并微调功放的版图数据,提高电路设计的准确性,得到实际加工版图的尺寸数据。

本文选用GaN HEMT 器件CGH40010F 晶体管和Rogers 4350B 板材来设计宽带功率放大器,经ADS 软件的仿真优化后,最终得到功放完整原理图,如图4所示。

图4 功放完整原理图Fig.4 Complete schematic of PA

经原理图和版图仿真后,得到该功放的小信号S参数及大信号性能参数的仿真结果,分别如图5 和图6 所示。仿真结果表明,在工作频段内,S21为19～20 dB,S11在大部分频段内小于-10 dB,性能良好,对于大信号性能方面,饱和输出功率超过42 dBm,饱和功率附加效率大于58%,增益为18.6～19.5 dB。由此可见,所设计功放在输出功率、增益及效率等性能指标上均表现良好。

图5 小信号S 参数的仿真结果Fig.5 Simulation results of small signal S parameters

图6 大信号性能的仿真结果Fig.6 Simulation results of large signal performance

4 功放的加工与测试

在ADS 软件中优化功放设计,使其性能指标均满足设计目标要求后,对所设计的功放开展版图布局、实物加工、性能测试等工作。版图布局及性能测试时需注意以下几点:(1)为便于焊接电源线,需要在上电点预留2 mm×2 mm 或3 mm×3 mm 的焊盘,为了将功放板固定,需要在板子四周均匀布置螺丝孔,同时为避免各微带间产生干扰,需要控制各微带的间距大小;(2)考虑到功放对散热的需求,根据版图的平面布局专门设计了一块散热铝板,以保证功放正常工作;(3)测试中必须严格注意上电与下电顺序,上电时先加栅极负电压,再加漏极正电压,下电顺序与其正好相反,以防晶体管被击穿;(4)调试过程中,必须在电路中加入隔离器,使其作为保护器件,防止因阻抗不匹配而形成的驻波毁坏器件;(5)由于实验室信号源输出功率有限,为保证测试功放的输入功率满足要求,需在前一级添加驱动级功放。功放加工版图如图7 所示,实物图如图8 所示,其整体尺寸为38.4 mm×121.2 mm。

图7 功放加工版图Fig.7 PA processing layout

图8 功放实物图Fig.8 The prototype of PA

为保证功放工作在设定的工作点,测试前要根据功放的静态工作电流来确定工作点电压,以避免因晶体管和仿真模型的差异而引入误差,本文漏极静态电流设置为235 mA,调试后确定栅极的工作电压为-2.63 V,漏极工作电压为设定的28 V。测试主要使用矢量网络分析仪N5242A、信号发生器E4438C、频谱分析仪N9010A、电压源DF1731SLL3A、隔离器2JC-8167-L、30 dB 衰减器等测试器件。

经过不断调试并测试后,得到了较为优异的测试结果,所设计功放的小信号和大信号测试结果分别如图9 和图10 所示。由图9 和图10 的测试结果图可以看出,相较于小信号和大信号的仿真结果,测试的S参数和大信号性能参数在工作频带内均出现了一定程度的恶化。其中,S11恶化较为严重,但在大部分频带内依然小于-6.5 dB,S21恶化2～3 dB,为15.0～19.9 dB。其次,大信号性能参数也有一定程度恶化,在工作频带内,增益为15.2～17.5 dB,饱和功率附加效率大于50%,饱和输出功率大于40.2 dBm,增益平坦度小于±1.5 dB,测试结果达到预期的指标。

图9 小信号S 参数的测试结果Fig.9 Test results of small signal S parameters

图10 大信号性能的测试结果Fig.10 Test results for large signal performance

上述实物测试与仿真结果的差异可能来源于以下几点:(1)仿真时所使用的晶体管和电容的仿真模型与实物之间存在误差;(2)加工的误差和焊接的焊锡均会引入不必要的误差;(3)功放发热引起的热效应会影响功放的工作状态;(4)各种射频连接器件也会引入插损,造成误差。为了避免上述的误差,就需要选择更高的加工精度,拥有更好的焊接条件,选用更精确的仿真模型,提高功放散热的能力,做到上述几点后,测试结果将与仿真设计结果更加吻合。

表2 为本文设计功放与近年发表相关文献所设计功放的性能参数对比。从表2 可以看出,本文设计的功放拥有高达66.7%的相对带宽,同时功放的输出功率和功率附加效率均表现优异,因此整体性能较为出色。与文献[3]相比,本文克服了F 类或逆F 类功放频带较窄的问题;与文献[7]相比,本文在频带宽带方面更为优秀,结构更加简单;与文献[14]相比,本文在更高的频带内拥有更高的效率。因此,本文设计的功放在频带和效率上具有一定的优势,可为未来的汽车EMC 测试的高功率功放设计提供参考。

表2 本文功放与其他文献功放的性能对比Tab.2 The performance comparison between the power amplifier in this paper and those in other literatures

5 结论

本文使用ADS 仿真软件对功放电路进行仿真设计,并选用GaN HEMT 器件CGH40010F 晶体管和Rogers 4350B 板材实现了宽带功率放大器的设计。该功率放大器采用阶梯阻抗变换器的宽带匹配网络,实现了功放宽带高效率输出功率的目标。实验测试结果表明,在工作频段1～2 GHz 内,饱和输出功率≥40.2 dBm,增益平坦度≤±1.5 dB,功率附加效率≥50%,同时输入输出端驻波系数均小于2。本文设计的宽带放大器在带宽与效率等方向表现良好,可以为汽车EMC 测试的宽带高功率放大器的研究与设计提供一定的理论参考。