超宽带无线跳频DPD仿真和实验

2021-05-28张欣

移动通信 2021年3期

张欣

（中国电子科技集团公司第七研究所，广东广州 510310）

0 前言

对于定频无线通信系统，一般采用DPD（Digital Predistortion，数字预失真）或APD（Analog Pre-distortion，模拟预失真）与Doherty功放相结合的方式实现高效射频发射机，天线口的信号ACLR（Adjacent Channel Leakage Ratio，邻道泄漏比）改善程度可达到20 dB以上。但对于FH（Frequency Hopping，跳频）无线通信系统，APD和普通DPD无法跟踪如此快速的频率变化，因此需要采用定制化的DPD算法实现；同时，目前的无线超宽带跳频系统可以在30 MHz—2 500 MHz频段工作，Doherty功放中的1/4波长线无法在如此大的工作带宽中实现对Peak放大管的负载牵引，目前Doherty功放可工作的最大相对带宽为20%左右，因此采用Doherty功放实现超宽带无线通信也是不现实的。

超宽带跳频系统发射机大体实现框图如图1所示。

图1 超宽带跳频系统发射机框图

图1的超宽带跳频系统发射机中，FPGA控制DDS（Direct Digital Synthesizer，直接数字合成器）输出混频本振fLO，对DAC输出的中频信号进行调制产生射频小信号，其中低频段信号通过功放PAL，高频段信号通过功放PAH进行放大，再经跳频滤波器输出到天线口。

由于无法应用Doherty功放，图1的跳频无线通信系统中的功放PAL、PAH一般还是采用传统AB类功放。AB类功放效率比Doherty功放为低，但线性度比Doherty功放要好，这也意味着ACLR改善程度不如采用Doherty功放时这么大。

目前跳频无线通信系统跳频速率一般为每秒1 000跳以上，终端发射功率一般大于5 W。如果跳频通信采用CPM（Continue Phase Modulation，连续相位调制）等恒包络调制，可以将信号功率推到功放P1dB点，从而实现功放的高效率，满功率发射时AB类功放效率可达到40%左右。但如果跳频系统采用8PSK、OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分多路复用）或者多载波CPM等调制方式，则信号有6 dB左右或以上的峰均比，AB类功放效率将低于20%，这对无线设备的功耗、体积、重量都带来了一些问题。

显然，如果能采用跳频DPD技术提高AB类功放效率，对于无线设备的节能，减小跳频设备体积重量是非常有意义的。目前，国内外也有相关研究。本文意图将DPD算法应用在超宽带系统中，并且可支持各种宽窄带信号。

本文首先通过仿真验证了功放模型系数的较小摄动，对DPD效果有所影响，但在可允许范围之内；随后通过Matlab代码驱动信号发生器、跳频功放、频谱仪等设备，进一步验证了在一定频率范围内DPD对功放都具有改善效果。

1 分频段DPD原理

功放是一个典型的非线性系统，对于非线性系统，一般采用Volterra级数进行数学建模，如式(1)所示。

式(1)中，y(t)为功放输出信号，x(t)为功放输入信号，hn(τ0,τ1,...,τn)为Volterra级数的核函数，是线性脉冲响应函数在非线性系统中的推广。

功放预失真也是一个非线性系统，同样可以用Volterra级数来表达。但Volterra级数非常复杂，较难工程化，一般都需要简化。

考察功放特性，偶次交调不落在工作频段内，并被随后的滤波器滤除，因此在功放预失真DPD建模中只需考虑奇次阶交调。对Volterra级数简化后，DPD模型一般通过式(2)描述。

式(2)中，y(t)为预失真输出信号，x(t)为预失真输入信号，为预失真输入信号的偶次阶模运算，n为非负整数，最高阶到N，*为卷积运算，hn(t)为各滤波器系数。由于hn(t)滤波器系数为时变，因此需要对预失真系数进行实时更新。

DPD实现框图如图2所示。

图2 DPD实现框图

图2中，虚框内为DPD模块，DPD算法实时调节各hn(t)系数，以适应工作频点、工作温度等变化。

式(2)可以表达为：

式(3)中，Y为y(t)组成的向量，X为组成的矩阵，H为hn(t)。

DPD算法一般通过共轭梯度法进行系数向量H寻优：

通过式(4)算法可以获得系数向量H，即hn(t)，该系数时变量级为秒级，并且随着工作频点的变化而变化。DPD训练一般在10 ms左右，而在跳频系统中，往往一个频点的信号消失了，DPD训练还未结束，因此无法直接应用。另外，由于在30 MHz—2 500 MHz的超宽带无线跳频系统中，跳频工作频点选择范围非常大，如果对每个工作频点都设置DPD系数，那么hn(t)系数表需要很大的代价才得以实现。

值得关注的是，对于功放而言，某个频点训练得到的DPD系数hn(t)，不仅对该频点有效，还对周围一定范围内的频点同样有效。考虑到功放和DPD的这种特性，可以在某个频点训练的DPD系数应用到附近频点信号中。另外，DPD系数hn(t)的时变量级为秒级，因此在某个时刻得到的DPD系数，至少可以应用几秒，而不是立即失效，而在这期间，DPD系数可以得到及时更新。

值得一提的是，式(2)存在较高阶非线性项，对误差较为敏感，DPD一般采用查找表法将式(2)线性化。但在跳频系统中，由于跳频频点众多，采用查找表法需要维护一个非常庞大的表格，这是不现实的。

2 超宽带分频段跳频DPD仿真

在进行实验室验证前，先对非线性功放模型进行DPD仿真。为了验证功放频点改变、DPD频点不变情况下的DPD效果，对非线性功放模型中的系数进行一定的摄动，如图3所示。

图3 对功放模型系数摄动前后的DPD前后频谱图

图3（a）为未DPD前的功放输出，图3（b）为DPD后的功放输出，图3（c）为功放模型系数摄动后的DPD功放输出。从图3可以看到，DPD改善效果大约为15 dB左右，并且只要功放系数的摄动范围不大，DPD改善效果虽然有所下降，但还是在容许范围之内。

利用功放与DPD的该特性，将30 MHz—2 500 MHz的频率划分为若干个细小频段，如512段，频段划分大体依据工作频点的相对带宽，其评判标准为DPD对于功放的校准效果在该划分频段内有可以容忍的线性优化效果。

采用以上技术路线后，DPD训练无需实时跟踪跳频频率变化，而可以用最近一次训练好的同一划分频段内的DPD系数来校正本次信号，同时实时更新本频段的DPD系数。

以下对具体功放进行实验验证。

3 超宽带分频段跳频DPD实验

实验采用30 MHz—2 500 MHz的40 W功放、衰减器、信号发生器、频谱仪、微机Matlab环境与相关的实验辅材。

微机Matlab代码发出峰均比为5.5 dB的8PSK调制的1 MHz带宽信号数据，该数据通过以太网传送给信号发生器，发出射频信号给跳频超宽带功放，信号经功放放大后输入到频谱仪，微机Matlab代码从频谱仪中采样得到功放放大后的数据。

超宽带跳频DPD仿真实验环境如图4所示。

图4 超宽带跳频DPD仿真实验环境

微机Matlab代码从频谱仪中采样到的数据包含了功放的失真信息，采用式(2)的多项式建模，可得到DPD系数hn(t)。Matlab代码将原始信号x(t)经DPD算法处理后的数字信号y(t)再发给信号发生器，转换为600MHz射频信号发送给功放，频谱仪显示经过功放后的频谱图。DPD处理前后的频谱图效果如图5所示。