低调谐增益变化的10 GHz电感电容式压控振荡器设计*

齐晓斐，于 杰，孙旭涛，高铭阳，张志勇，赵 武

(西北大学 信息科学与技术学院， 陕西 西安 710127)

射频芯片是无线通信与雷达系统的核心，压控振荡器(Voltage Controlled Oscillator, VCO)是射频电路的关键模块[1]，作为锁相环(Phase Locked Loop, PLL)的核心电路，为整个无线收发系统提供本振信号，其各项性能指标直接影响锁相环及其关联模块的工作性能[2]。

调谐增益(KVCO)决定了VCO的频率调谐范围，同时影响PLL环路噪声和环路稳定性。为了满足压控振荡器足够宽的频率覆盖范围，传统的降低调谐增益的方法是采用开关电容阵列，选择合适的开关位数来保持较低的调谐增益，以方便设计环路滤波器。但是当频率范围较宽时，即使开关电容阵列位数较高，调谐增益仍会发生明显的波动，对PLL控制环路稳定性的计算造成一定误差[3]。因此，获得更低的调谐增益来确保较低的相位噪声并满足锁相环环路滤波器设计的需求是VCO设计关注的重点。例如，文献[4]采用开关电容阵列获得多个子频带，满足频率覆盖范围的同时，降低压控振荡器调谐增益，减小相位噪声；文献[5]综合使用可变电容阵列和固定电容阵列，获得较小的压控增益变化；文献[6]选用合适位数的开关电容阵列，同时满足低调谐增益和宽调谐范围的要求；文献[7]使用开关电容阵列，加大可变电容和滤波电容获得优化后的频率调谐范围与相位噪声。

针对低调谐增益变化的研究包括文献[8-9]，相较本设计，应用的射频频段较低；其他低功耗、低相位噪声、高效率VCO的研究如文献[10-11]，其调谐增益变化明显过大。因此，为了更好地降低VCO的调谐增益以及调谐增益的变化量(ΔKVCO), 本文基于0.18 μm工艺设计了一种应用于无线通信系统或雷达系统的低调谐增益变化的10 GHz 电感电容式压控振荡器(Inductance Capacitance-Voltage Controlled Oscillator, LC-VCO)。该压控振荡器采用电流偏置型负阻结构，负阻元件由交叉耦合金属氧化物半导体(Metal Oxide Semiconductor, MOS)管实现，带隙基准源电路产生的电流经过MOS管构成的电流镜结构为压控振荡器提供偏置电流，使其工作在电流受限区。电阻和MOS管选择相应数值构成低通滤波器，滤除源自基准源的高频噪声。VCO的谐振腔由分布式偏置可变电容阵列、开关电容阵列、开关可变电容阵列构成的总等效电容和电感组成。该压控振荡器的核心电路包括分布式偏置可变电容阵列和开关电容阵列，扩展电容-电压(Capacitance-Voltage, C-V)曲线覆盖范围，从而在整个调谐电压范围内有效降低调谐增益。三位开关电容阵列将整个可调频率范围分为8个子频带，子频带内频率的调谐范围通过控制可变电容实现，同时引入开关可变电容阵列，总的可变电容值逐位可调，以补偿不同子频带间总电容变化的不一致性，从而达到有效抑制LC-VCO调谐增益变化率的目的。

1 电路分析与设计

1.1 调谐增益的变化及其影响

压控振荡器调谐增益的变化对锁相环的性能及环路滤波器的设计有重要影响。较低的调谐增益能够降低环路滤波器的设计难度，减少锁相环对环路噪声的响应程度。而VCO及其锁相环系统在整个频率范围内的相位噪声和稳定性很大程度上取决于调谐增益的变化量[12-13]。以电荷泵锁相环为例，PLL各理想模块中，参考信号(REFerence, REF)、VCO和分频器(DIVider, DIV)的相位噪声功率谱密度等效为Sφ_REF、Sφ_VCO和Sφ_DIV，鉴频鉴相器(Phase Frequency Detector, PFD)和电荷泵(Charge Pump, CP)的电流噪声功率谱密度等效为SIpc，环路滤波器的电压噪声功率谱密度为SVtune，如图1所示。

图1 电荷泵锁相环线性相位噪声模型Fig.1 Linear phase noise model of charge pump phase-locked loop

可得到环路开环时锁相环输入和输出端的相位噪声功率谱密度为

(1)

(2)

由式(2)可知，调谐增益直接影响PLL环路相位噪声功率谱密度，进而影响环路噪声传递函数，因此锁相环设计时，为了实现较低的相位噪声，需要压控振荡器具有变化率小的低调谐增益。

LC-VCO的输出频率[14]可表示为

(3)

式中：L为谐振电感；C为谐振总电容，其调谐增益KVCO可表示[14]为

(4)

其中，CVAR为接入谐振回路的可变电容，Vtune为调谐电压。由式(4)可知，主要由两个因素导致调谐增益变化：某一子频带不同调谐区域上调谐增益的变化来自其可变电容工艺模型的非线性因素；不同子频带间调谐增益的变化来自开关电容位数变化带来谐振总电容C变化的不一致性因素。因此可以从这两点入手对电路结构进行优化设计。

1.2 具体电路设计

本文设计的电感电容式压控振荡器采用电流偏置型负阻结构，如图2所示。负阻元件由交叉耦合MOS管Mn1和Mn2实现，带隙基准源电路产生的电流经过Mn3和Mn4管构成的电流镜结构为压控振荡器提供偏置电流，使其工作在电流受限区。R0和Mn5选择相应数值构成低通滤波器滤除源自基准源的高频噪声。VCO的谐振腔由分布式偏置可变电容阵列、开关电容阵列、开关可变电容阵列及电感组成。

(a) 电路总体框图(a) Circuit block diagram

(b) 分布式偏置可变电容阵列(b) Distributed bias varactor array

(c) 开关电容阵列(c) Switched capacitor array

(d) 开关可变电容阵列(d) Switched varactor array图2 LC-VCO电路结构Fig.2 Structure of the LC-VCO

1.2.1 分布式偏置可变电容阵列设计

如图3所示，可变电容由单个参考电压偏置，其C-V曲线线性区较窄，其余部分相对平坦[15]。采用图2(b)所示的分布式偏置可变电容阵列结构，基于图3中C-V曲线线性区的偏置电压范围，分别调节Vbias1、Vbias2、Vbias3，可以使线性区不同分布的三条曲线C1、C2和C3(中间段)叠加形成图中上方的Ctot曲线，达到拓展C-V曲线线性区的目的，如图4所示。从而在整个调谐电压范围内，能够有效降低调谐增益。若定义

(5)

图3 单参考电压偏置电容C-V曲线Fig.3 Single reference voltage bias capacitor C-V curve

表示可变电容对调谐电压的敏感度，C1、C2、C3和Ctot曲线对调谐电压求导曲线分别为图中下方的K1、K2、K3和Ktot，从图4可以看出，调谐范围拓展至0.3～1.6 V，在该电压范围内变化时，Ktot基本波动不大，等效为常数。

图4 可变电容结构C-V特性仿真曲线Fig.4 Simulation characteristic of the varactor

1.2.2 开关电容阵列设计

本文采用的开关电容阵列示意图见图2(c)，由N型开关管Mn6和固定电容C1、C2串联组成。电阻R1用于提供直流参考电位。在开关全部导通时，VCO工作在低频段；在开关全部断开时工作于高频段。三位开关电容阵列SCA<2:0>(000～111作为选频码)将整个可调频率范围分为8个子频带(000为频率最高的子频带，111为频率最低的子频带)，子频带内频率的调谐范围是通过控制可变电容来实现。开关管Mn6导通时可简单等效一个阻值为Ron的电阻[16]，其值为

(6)

式中：μn、Cox、W和L分别是迁移率、单位面积栅氧化层电容、栅宽和栅长；VGS和VTH分别为栅源电压和阈值电压。当开关管处于关断状态时可等效为一个电容，等效电容值与开关管的尺寸有关。开关管尺寸太小则会增大导通电阻，降低谐振回路的品质因数，尺寸太大会增加寄生电容，降低调谐效果。

随着开关电容的引入，相邻的子频带必须保证足够的交叠，以确保整个频率范围连续可调。

1.2.3 开关可变电容阵列设计

由式(4)可推导出，调谐增益变化量ΔKVCO与振荡频率变化量Δf之间的表达式为

(7)

其中

(8)

(9)

ΔKVCO=BΔA

(10)

由式(10)可知,影响调谐增益变化的主要原因是ΔA中C的变化，不同调谐曲线随着开关电容的引入，谐振总电容C发生变化，引起调谐增益的变化。

加入开关可变电容阵列后，式(7)中B不再是一个定值，A中的电容随振荡频率增大ΔC时，A减小，而B中的ΔCVAR/ΔVtune会随振荡频率增大，即通过B随着振荡频率的变化抵消A的变化，有效抑制增益变化率。图5、图6分别是未加入开关可变电容阵列和加入开关可变电容阵列的前仿真结果。调谐增益变化率测量值可定义为

(11)

图5 未加入开关可变电容阵列的频率调谐曲线Fig.5 Frequency tuning curve without switched varactor array

图6 加入开关可变电容阵列的频率调谐曲线Fig.6 Frequency tuning curves with switched varactor arrays

通过式(11)计算，加入开关可变电容阵列后，调谐增益的变化率降低了12%。

本文采用的新型开关可变电容阵列[17]由固定电容、积累型可变电容、MOS开关管和电阻组成，如图2(d)所示。Mp2和Mn7构成传输门，由SVA<2:0>提供开关可变电容阵列的控制信号。

当控制信号SVA<1>为低电平时，Mp1导通，传输门Mp2和Mn7截止，调谐电压被隔断，可变电容固定在最小值，此时的电容Q值为

Q=RPCω

(12)

此时

(13)

其中：Ron1为控制开关Mp1的导通电阻；当SVA<1>为高电平时，Mp1截止，传输门Mp2和Mn7导通，调谐电压Vtune能够传递以控制可变电容，此时两个开关可变电容接入电路。

(14)

开关可变电容的Q值为

(15)

其中

(16)

Ron2为传输门Mp2和Mn7并联的导通电阻。故由式(15)可知，开关可变电容的Q值与传输门Mp2和Mn7的导通电阻Ron2成反比，而Ron2与传输门Mp2和Mn7的宽长比成正比，即开关可变电容的Q值与传输门Mp2和Mn7的宽长比成反比，但当传输门截止时，Mp2和Mn7的漏极寄生电容会随宽长比变大而变大，进而影响整个谐振回路的Q值，Mp1同理。

因此，适当选取Mp1、Mp2、Mn7尺寸以保持此部分开关可变电容较高的Q值而不影响谐振腔的Q值。

2 版图设计和后仿真结果

本文设计的VCO采用0.18 μm COMS工艺，核心电路版图如图7所示。版图采用完全对称的形式，保证VCO优异的匹配性。为了减小寄生效应，电感两端的引线采用与衬底寄生电容最小的顶层金属，减小走线长度以提高整个谐振回路的Q值。

图7 LC-VCO核心电路版图Fig.7 Layout of the LC-VCO core

后仿真结果如下：工作电压1.8 V，控制电压为0.3～1.6 V，当加入开关可变电容时，调谐曲线相邻子带之间交叠达50%，输出频率变化为9.13～11.15 GHz，其VCO调谐曲线如图8所示。由式(11)得出该压控振荡器加入开关可变电容阵列后，调谐增益变化率为21.5%，1 MHz时相位噪声为-105 dBc/Hz，如图9所示。

图8 频率调谐曲线Fig.8 Frequency tuning curve

图9 相位噪声特性曲线Fig.9 Phase noise characteristic curve

VCO后仿真的瞬态输出波形见图10，其中DEC为调谐曲线的选频码，用来设置SCA<2:0>和SVA<2:0>，VT为调谐电压。从图10中可知，DEC=111，VT=0.2 V为最低输出频率；DEC=4，VT=0.8 V为中心频率；DEC=0，VT=1.6 V为最高频率。

图10 瞬态输出波形Fig.10 Transient output waveform

后仿真结果频带间变化量的不一致性在于寄生参数的非线性影响，需要根据流片后模块的实测结果，针对性地优化版图以降低影响，或者对开关及相应的阵列进行微调来抵消实测得到的非线性影响。

VCO设计的性能参数有中心频率、调谐范围、相位噪声及功耗等，品质因数(Figure Of Merit, FOM)是衡量此设计整体性能的综合指标，其定义为：

(17)

式中，f0为谐振频率，LΔf为在频偏Δf处的相位噪声，PDC是直流功耗，参考功率P的值为1 mW。

表1列出了本文设计的LC-VCO与相同工艺下(CMOS 0.18 μm)其他文献所设计LC-VCO的性能比较。可以看出本文设计的VCO在调谐增益变化方面表现最为突出，振荡频率和调谐范围相比其他参考文献也具有一定的优势。VCO的折中设计基于合理的FOM值来权衡各项性能的指标要求。本设计FOM为176 dBc/Hz，相近或优于其他文献[18-22]的该项指标，实现了频率调谐范围、功耗、相噪和调谐增益变化率之间的折中设计。

表1 几种0.18 μm工艺下LC-VCO的性能参数比较Tab.1 Performance comparison of LC-VCOs on 0.18 μm

3 结论

本文在0.18 μm工艺下设计实现了低变化调谐增益LC-VCO。设计采用分布式偏置可变电容阵列和开关电容阵列，有效降低调谐增益，并引入新型开关可变电容阵列，能够在保持功耗相对较低的情况下有效抑制调谐增益的变化率。仿真结果表明，输出频率覆盖范围为9.13～11.15 GHz，在整个工作频带内相对最大调谐增益变化率为21.5%，在压控振荡器中心频率为10 GHz时，相位噪声为-105 dBc/Hz@1 MHz。在1.8 V工作电压下，功耗为9 mW。