基于正六边形QMSIW 的小型化双通带滤波器设计

2021-03-22郑晓缘向天宇

电子元件与材料 2021年2期

郑晓缘,雷涛,向天宇,彭嫚

(1.贵州师范大学大数据与计算机科学学院,贵州贵阳 550001;2.贵州师范大学智能信息处理研究所,贵州贵阳 550001)

微波滤波器作为射频前端的关键器件,在智能终端、卫星导航、雷达探测等通信应用领域发挥着至关重要的作用。随着系统应用的快速升级,工业界研究设计的焦点正逐渐从单频段向多频段的信号传输转移,由此对器件的滤波性能提出了更高的要求。近年来,基片集成波导(SIW)因集成了传统金属波导的高Q值、高功率容量、低插入损耗以及微带平面电路的小体积、易集成等优点备受学者关注[1],故基于SIW 实现多通带响应滤波特性来研究小型化技术以减小电路尺寸,使其在微波系统中得到了更为广泛的应用。然而,目前仍存在两个方面的不足:一是一味追求小型化设计,从而造成品质因数、辐射损耗等性能指标的下降;二是多种小型化技术的交叉融合度不够,导致器件的电性能在一定程度上受限,同时也带来了额外的能量损耗。文献[2]于SIW 滤波器的输入输出馈电端口各加载了一个单元的互补开口谐振环(CSRR),分别同腔体自身的简并模耦合形成独立双通带,但刻蚀槽线会导致Q 值恶化,且电路尺寸过大,不利于系统集成;文献[3]采用八分之一模切割技术设计了一款叠层式四腔体双通带滤波器,但开放的磁壁造成电磁泄漏严重,带来了过大的辐射损耗;文献[4]利用腔体自身的主模和高次模,并结合多层折叠技术实现了双通带响应特性,而这类滤波器结构复杂,通带难以控制。

综上所述,为满足高性能、小型化且同时支持多频段信号传输的应用需求,本文提出了一种基于正六边形四分之一模基片集成波导(QMSIW)加载对称微带开路枝节(MOS)结构的小型化双通带滤波器。利用两个QMSIW 谐振腔的基模和一对MOS谐振器的准TEM 模,可分别形成两个相对独立的通带。通过在传统的腔体缝隙耦合结构基础上引入共面波导(CPW)槽线作为非谐振节点,可在源-负载之间提供一条额外的传输路径,于两通带的右侧各产生1个传输零点,且带外抑制度均大于40 dB,显著提高了通带的选择性和带外抑制度。该滤波器尺寸相较于传统设计减小了75%,结构简单且易于加工。实验结果表明,测试结果与仿真结果吻合度良好,证实了利用该腔体结构设计滤波器的可行性。

1 正六边形QMSIW 谐振腔特性分析

本文选用正六边形QMSIW 谐振腔作为滤波器设计的基本结构。如图1所示,沿轴心经水平垂直切割等效磁壁得到四分之一模SIW 谐振腔,其与正六边形SIW 谐振腔具有近似的电场分布和谐振频率,且因正六边形SIW 谐振腔在几何结构和谐振特性上与圆腔类似,腔中TE模式的φ 方向电流分量无法导通,故只支持TM 模式,基模为类TM01模[5]。

图1 SIW 与QMSIW 模式电场分布图Fig.1 SIW and QMSIW model electric field distribution

由SIW 切割等效磁壁得到QMSIW,保留了原本的TM101模,减小物理尺寸的同时增大了与高次模谐振频率的间距,避免了高次谐波带来的干扰,有效实现良好的带间隔离。本文利用最小二乘法,基于正六边形SIW 和QMSIW 的主模谐振频率f0与其对应边长二者之间大量的仿真数据,得出其对应关系的经验公式分别为:

式中:C0为真空中的光速;εr为介质基板的相对介电常数。

2 QMSIW 耦合特性分析

如图2所示,该滤波器的耦合结构关于二阶镜像水平对称,经切割后的正六边形QMSIW 谐振腔仍保留两面磁壁,开放端利用其边缘效应,通过缝隙耦合可实现电磁能量的有效传递[6]。腔体间的耦合系数主要由缝隙宽度Cy决定,如图3所示,耦合系数同缝隙宽度Cy成反比关系。当Cy＞0.25 mm,腔体间的耦合强度随其增大而平缓减小,便于调节电磁传输的稳定性。

图2 (a)传统缝隙耦合结构;(b)缝隙混合耦合结构Fig.2 (a)Traditional slot coupling structure;(b)Slot hybrid coupling structure

图3 耦合系数随缝隙宽度C y的变化曲线图Fig.3 Coupling coefficient changes with gap width C y

为了更好地实现腔体耦合的稳定性和模式传输的连续性,本文基于传统的缝隙耦合结构,于QMSIW腔体的TM101模式电场分布最强处引入共面波导槽线,共同构成了缝隙混合耦合结构,如图2(b)所示。图4为滤波器引入共面波导前后的传输特性曲线对比图。从图4可看出,通带的插入损耗得到了明显改善,并于上阻带额外引入一个传输零点TZ1,有效提高了通带的带外选择性和抑制度。图5为耦合系数随参数L3的变化曲线图。从图5可看出,随着L3长度的增加,耦合系数增大,且耦合系数均大于0.137,对比传统的缝隙耦合,本文提出的缝隙混合耦合效果更佳,故可适用于小型化SIW 带通滤波器设计。

图4 加载共面波导前后的传输特性曲线对比图Fig.4 Comparison of transmission characteristic curves before and after loading coplanar waveguides

3 MOS谐振器分析

将一对结构对称的MOS谐振器加载至两个经缝隙耦合的正六边形QMSIW 谐振腔底部,图6给出了该双通带滤波器的物理几何结构。在谐振状态下工作时,微带开路枝节相当于波长的四分之一,其谐振频率可由方程近似推导得出下式[7]:

式中:Lr、Lm和Wr、Wm分别对应了MOS谐振器的物理长度和宽度;εeff为介质基板的有效介电常数;h为介质基板的厚度。故由MOS谐振器耦合构成的高频通带,其中心频率可由式(3)和式(4)计算得到。

图5 耦合系数随参数L 3的变化曲线图Fig.5 Coupling coefficient changes with parameter L 3

图6 双通带滤波器物理结构Fig.6 Physical structure of the dual-passband filter

4 双通带滤波器分析与设计

本文所提双通带滤波器采用的介质基板材料为Rogers5880,其相对介电常数εr为2.2,损耗角正切tanδ为0.0009,基板厚度h=0.508 mm。在本设计中,针对四分之一模SIW 采用了非对称面馈电的激励方式,当馈电端口位于图6所示的位置时,TM101模式和馈电端口之间的耦合相位相同,而高次模TM102和馈电端口之间的耦合相位相反,从而达到模式交叉耦合产生传输零点的必要条件。传统的缝隙结构和共面波导槽线共同构成了缝隙混合耦合结构,通过将共面波导加载至QMSIW 腔体主模的电场分布最强处,产生电磁混合耦合,在保证腔体耦合的稳定性和信号连续性传输的同时,满足了多路径交叉耦合并有效引入两个额外的传输零点,且其零点位置可通过调节共面波导的电长度值进行控制。另外,在耦合腔体底部引入一对结构对称的MOS谐振器,可在高频端形成一个二阶通带,通过改变带线枝节的尺寸使得高频通带中心频率灵活可调。图7所示为该双通带滤波器的耦合拓扑结构。从图7可看出,两个QMSIW 腔体的主模TM101用来构成下通带(低频通带),同样,两个MOS谐振器的准TEM 模则用来构成上通带(高频通带),其中,腔体和带线的谐振模式由于正交性不会产生相互耦合。共面波导作为非谐振节点,可在源-负载之间提供一条额外的信号传输路径,当其与拓扑结构中另外两条通带路径传输信号的幅度相同相位相反时,则可产生传输零点。

图7 双通带滤波器耦合拓扑结构Fig.7 Coupling scheme of the dual-passband filter

为进一步研究该双通带滤波器的传输特性,利用HFSS对其整体结构进行电磁仿真。图8给出了该滤波器的传输系数S21随共面波导长度L3的变化曲线,从图中可看出,随着L3长度的增加,传输零点TZ1和TZ3逐渐向低频移动,TZ2保持不变。由此,可通过改变共面波导的长度L3来控制谐振器之间的耦合以调整滤波器传输零点的位置,从而达到改善带外抑制性能的目的。

图8 L 3对传输系数S21的影响Fig.8 The influence of L 3 on transmission coefficient S 21

结合MOS谐振器理论分析,通过仿真优化,从图9(a)和(b)中均可看出,随着微带枝节的参数Lr和Wm长度的增大,滤波器上通带的中心频率均逐渐向低频移动,而下通带中心频率所处位置基本保持不变,由此可实现对上通带的独立控制。

图9 S 21随着(a)L r和(b)W m的变化曲线图Fig.9 The change curves of S 21 with(a)L r and(b)W m respectively

综合上述分析,优化模型得到最终主要尺寸参数具体如下:L1=2.44 mm,W1=0.28 mm,L2=2.58 mm,W50=1.46 mm,L3=1.8 mm,L4=1.44 mm,L=12.60 mm,d =0.5 mm,p =0.9 mm,Cx=1.26 mm,Cy=0.36 mm,S1=0.72 mm,S2=0.46 mm,WL=1.8 mm,Lr=1.6 mm,Wr=0.28 mm,Lm=2.97 mm,Wm=0.68 mm,Lc=0.4 mm。

为了验证本文设计方法的可行性,采用PCB 技术对该滤波器进行实物加工。如图10所示,其物理尺寸为25.5 mm×14 mm(0.63λg×0.34λg),其中,λg为5.39 GHz处的波导波长。图11所示为滤波器的仿真及测试结果,由图可知,仿真结果显示其通带中心频率分别为5.38 GHz和10.11 GHz,3 dB相对带宽分别为10.95%和5.02%,带内最小插入损耗分别为0.98 dB和1.09 dB;测试结果显示,该双通带滤波器中心频率分别为5.39 GHz和10.12 GHz,3 dB相对带宽分别为11.48%和4.34%,带内最小插入损耗分别为1.66 dB和1.81 dB,仿真与测试结果中两通带的回波损耗均大于15 dB,且有效引入3个传输零点,分别位于6.78,8.75和11.68 GHz处。由于加工精度和SMA接头焊接损耗,测试结果和仿真结果存在一定偏差,但整体看来,测试结果和仿真结果吻合度较高,体现了该设计良好的滤波性能。

图10 滤波器实物图Fig.10 Photograph of the fabricated filter

图11 滤波器仿真及测试结果Fig.11 Simulated and measured results of filter

表1给出了与其他文献中SIW 双通带滤波器的对比情况。本文所提滤波器仅针对两个QMSIW 腔体的耦合,避免了因腔体结构复杂引起谐振频率间关联度较强从而造成调试困难的缺点;且以加载带线结构的方式在高频端形成独立可调的通带,在实现了双通带响应的同时,保证了其品质因数不受影响。

5 结论

本文运用SIW 小型化设计中的模切割技术和加载技术,提出了一种基于正六边形QMSIW 加载对称微带开路枝节结构的小型化双通带滤波器。结合正六边形SIW 腔体四分之一模理论和带线谐振器特性分析,利用QMSIW 谐振腔的基模以及MOS谐振器的准TEM 模分别形成了两个相对独立的通带,且通过模式交叉耦合、缝隙混合耦合引入了3个传输零点,显著提高了通带的选择性和带外抑制度。该滤波器尺寸相较于传统设计减小了75%,结构简单且易于加工,较好地满足了现代无线通信系统对微波滤波器件高性能、小型化的应用需求,具有广泛的工程应用价值。