宽范围软开关PWM全桥模块化多电平DC-DC变换器的比较分析

陈景文，李晓飞，石勇，莫瑞瑞

(陕西科技大学电气与控制工程学院，西安 710021)

0 引言

随着智能电网系统的快速发展，基于直流电的分布式电源和微电网由于具有明显的良好功能而受到越来越多的关注，例如，高功率传输效率、低成本、高稳定性和易于控制等[1 - 5]。通常，这些直流接口输入电压较高，为了获得最佳性能，使得高输入电压和高频隔离的DC-DC变换器成为电力电子领域的研究热点。在高压应用中，如何降低初级开关的电压应力是关键，目前由多种办法可以解决。第一种方法是直接串联开关，但是由于严重的静态和动态电压平衡问题，这种方法很少用于高频应用[6]。其次，由于初级开关上只有一半的输入电压应力，三电平(three-level, TL)DC-DC转换器是高压应用的合适拓扑[7]。最后，MMDCs也可用于高压应用[8]。MMDCs由具有输入串联和输出串联或并联连接的模块化单元构建，并且由于采用模块化结构，可以轻松扩展到更高的电压电平。但是许多的TLDC拓扑结构，例如，二极管钳位的TLDC，也可以扩展到更高的电压电平。但是，正如文献[8]中提到的，不仅由于动态电压不平衡问题，而且由于初级电路结构和调制策略的复杂性，可达到的电压电平数量受到限制。因此，对于具有超高输入电压的应用，MMDCs可能是更好的选择。文献[7]中提出并讨论了半桥(half bridge, HB)MMDCs，它由两级HB模块构建。目前，已提出了几种用于更高额定输入电压的HB MMDC[9]。和HB MMDCs相比，FB MMDCs由于主要组件的电压电流应力较低，模块化结构更易于控制，因此更适合于高输入量和大型电力行业应用。在高压应用中，由于开关损耗与输入电压成平方关系，因此初级开关的软开关性能是确保更高效率的关键。由于FB MMDCs的开关方案与两级移相(phase-shift, PS)FB DC-DC转换器的开关方案非常相似。因此，常规的两级PS FB DC-DC转换器的通用宽范围软开关解决方案可以直接用于FB MMDCs中。目前，宽范围的软开关FB MMDCs和这些解决方案的比较评估仍然是有趣的主题。本文分析了所提出的宽范围软开关FB MMDCs，讨论了改进的零电压开关(improved zero voltage switch, IZVS)FB MMDC和改进的零电压零电流开关(improved zero voltage zero current switch, IZVZCS)FB MMDC的工作原理和相关分析，提供了对所介绍的转换器的比较评估，最后介绍分析了实验结果并进行了总结。

1 宽范围的软开关FB MMDC拓扑

图1是一个常规的FB MMDC，它由2个两级FB单元构成。每个单元中的开关以PS模式切换。因此，图1中的8个开关也可分为2组，即初级和次级开关。由于只能使用存储在漏感中的能量，因此滞后开关将很难获得ZVS。

图1 传统的FB MMDCFig.1 Conventional FB MMDC

由于图1与两级PS FB DC-DC转换器的开关方案非常相似，因此也可以使用两级PS FB DC-DC转换器的通用宽范围软开关解决方案[10 - 15]。这些解决方案可以归纳为2种，分别为IZVS和零电压零电流开关(zero voltage zero current switch, ZVZCS)。IZVS转换器通过增加初级等效电感值或开关电流[10 - 15]来扩展次级开关的ZVS范围。在ZVZCS转换器中，次级开关可以通过在续流模式下重置一次电流来实现ZCS。根据不同的复位电压生成方法，ZVZCS转换器可以进一步分为2种，即一次复位和二次复位ZVZCS转换器[12]。通常，ZVZCS解决方案更适合于带IGBT的转换器，因为在开关换向过程中存在较大的拖尾电流。

图2为本文提出的IZVS FB MMDC和IZVZCS FB MMDC的电路拓扑。图2(a)中的变压器有2个初级线圈和2个次级线圈。Do3-Do6是整流二极管。Sse1和Sse2为2个新增的辅助开关。输出滤波器由Lo和Co构成，Ro为负载电阻。图2(b)中，CBL1和CBL2被设计为一个特定的值来复位初级电流，以及2个饱和电感器，即Lr1和Lr2是用来限制反向初级电流的。图1的电力变压器结构与图2(b)相同。

图2 IZVS FB MMDC和IZVZCS FB MMDCFig.2 IZVS FB MMDC and IZVZCS FB MMDC

IZVS FB MMDC和IZVZCS FB MMDC的电路拓扑形式较多。本文提到的2种典型拓扑形式均具有传统FB MMDC的所有优点，而且具有初级开关上的电压应力更小，在大负载范围内获得零电压开关(ZVS)或零电流开关(ZCS)等优点。考虑到宽范围软开关FB MMDC的不同的解决方案因为设计到的主单元增多，在系统性能、结构复杂性和附加成本等方面都有很大的不同。因此，宽范围软开关FB MMDC和这些电路拓扑的比较分析仍然具有研究价值。

2 具有次级调制的IZVS FB MMDC

2.1 工作原理

图2(a)的关键波形如图3所示，整个周期共有12个工作阶段，前半个周期的6个工作阶段如图4所示。在分析前，先进行一些假设：拓扑中的所有组件都是理想的；Lm1=Lm2=Lm；L1K1=L1K2=L1K；Im为磁化电流的峰值；每个开关的输出电容用Cos表示，kT1和kT2为匝数比。

k′T=(kT1×kT2)/(kT1+kT2)。

图3 IZVS FB MMDC的主要波形Fig.3 Key waveforms of IZVS FB MMDC

阶段1：如图4(a)所示，在t0之前，电路处于稳定状态。S1，S4，S5和S8导通；Do2导通；Sse2也导通，由于Do4关闭，流过Sse2的电流为零。vBC=vDE=Vin/2；vrect=Vin/kT2；i1p=i2p=Io/kT2；iL1k1=i1p+im1；iL1k2=i2p+im2；im1和im2随时间线性增加，斜率为：

(1)

阶段2：如图4(b)所示，在t0时刻，Sse2以零电流关闭。vBC=vDE=Vin/2；vrect=Vin/kT2；i1p=i2p=Io/kT2；iL1k1=i1p+im1；iL1k2=i2p+im2；im1和im2继续增加。

阶段3：如图4(c)所示，在t1时刻，Sse1开通；Do1开通，Do2关闭。vBC=vDE=Vin/2；vrect=Vin/2k′T；i1p=i2p=Io/k′T；iL1k1=i1p+im1；iL1k2=i2p+im2；im1和im2随时间线性增加。

阶段4：如图4(d)所示，在t2时刻，由于C1、C4、C5和C8的存在，S1、S4、S5和S8同时在零电压下关断。在此间隔内，im1和im2达到峰值Im并保持恒定。在vrect>0之前，存储在输出电感中的能量仍可用于对每个主开关的输出电容进行充电或放电。当vrect=0时，每个主开关上最终电压的一半已充电或放电。因此，为初级开关获得ZVS所需的谐振能量更少，这是IZVS FB MMDC的优势。在t3之后，电路将进入续流模式。直到此阶段结束vC1=vC4=vC5=vC8=Vin/2和vC2=vC3=vC6=vC7=0。 阶段5：如图4(e)所示，在t4时刻，D2、D3、D6和D7自然导通。电路以续流模式工作，由于向iL1k1和iL1k2的端子施加负电压，iL1k1和iL1k2减小；在此阶段，必须打开S2，S3，S6和S7才能实现ZVS。

阶段6：如图4(f)所示，在t5时刻，S2，S3，S6和S7被接通；i1p和i2p沿反方向增大。当这些电流达到-Io/kT2时，续流模式结束。在t6时刻之后，vBC=vDE=-Vin/2；vrect=-Vin/kT2；iL1k1等于i1p和im1的总和；iL1k2等于i2p和im2之和；im1和im2随时间线性减小，斜率由式(1)确定。由于Do1关闭，流过Sse1的电流为0。在阶段6之后，电路将开始后半个开关周期。

2.2 初级开关的ZVS条件

通过正确设计im1和im2，所有初级开关的负载电流都可以获得低至0的ZVS。选择上部模块中的S2和S3作为示例进行描述。图4(d)显示了此过程的等效电路。在vrect衰减至0之前，负载电流仍可用于对相应的电容器充电或放电。如上所述，在C1到C4两端的最终电压的50%在vrect衰减到0之前已被放电或充电。因此，为了得到ZVS，需要拟合以下方程。

(2)

(3)

(4)

将式(4)代入式(3)得：

图4 IZVS FB MMDC的工作状态Fig.4 Operation stages of IZVS FB MMDC

(5)

因此，S2和S3可以获得由式(5)决定的Lm特定值的零负载电流ZVS。

2.3 次级开关的ZCS条件

如图3—4所示，所有次级开关均可独立于负载电流获得ZCS。选择Sse2作为示例进行描述。如图4(a)所示，Sse2在此阶段处于打开状态。但是，由于施加到Do4的反向电压，流过Sse2的电流为零。如图4(b)所示，Sse2以零电流关断。因此，可以最小化次级开关的开关损耗。

2.4 匝数比

输出由初级和次级开关之间的相角调节。IZVS FB MMDC的匝数比应根据输入电压范围进行设计。在最大输入电压下，S1和Sse1之间的相位角为0；初级通过Ts2为负载供电。随着输入电压的减小，S1和Sse1之间的相角增大，并且初级通过Ts1和Ts2为负载供电。因此，kT2为：

(6)

并且kT1可以通过式(7)得到。

(7)

对于输入600～800 V，输出50 V的变换器(样机使用)，kT2可由式(6)决定，取值为16；根据式(7)，得到kT1=48。

2.5 占空比损耗

将t5—t6之间的时间定义为占空比损耗时间，并绘制相应的状态在图4(e)和图4(f)中。初级侧电流为：

(8)

当ikp=-Io/kT2,k=1,2时，续流模式结束，间隔时间为：

(9)

占空比损耗为：

(10)

3 比较评估

3.1 占空比损耗

由漏感引起的占空比损耗是PS控制的DC-DC转换器的缺点。较大的占空比损耗需要考虑变压器匝数比的影响，这会降低变换器的性能。IZVS FB MMDC的初级电流是TL波形，因此，IZVS FB MMDC的占空比损耗相对于其他FB MMDC较小。IZVZCS FB MMDC的初级电流在续流阶段会重置为零，并且由漏感引起的占空比损耗要比IZVS FB MMDC小。IZVZCS FB MMDC的初级复位时间可以通过占空比升压来补偿，因此，该转换器的占空比损耗最小。表1给出了占空比损耗的比较，额定负载电流下的占空比损耗和修正的变换器匝数比(考虑占空比损耗)。

表1 占空比损耗的比较和修正的变换器匝数比Tab.1 Comparison of duty cycle loss and modified converter turns ratio

3.2 软开关负载范围

将软开关负载范围定义为：

(11)

式中：Io_rate为额定输出电流，20 A。Io_min为确保开关ZVS的最小负载电流。

1)前导开关

随着IZVS FB MMDC中前导开关的励磁电流增加，前导开关可以获得低至0负载电流的ZVS。

2)滞后开关

通过适当的设计，IZVS FB MMDC的滞后开关可以获得低至零负载的ZVS。IZVZCS FB MMDC的滞后开关在ZCS模式下工作，在额定负载电流的Dp_max下可以确保ZCS工作。表2给出了前导开关和滞后开关的软开关负载范围。

表2 软开关负载范围Tab.2 Soft switching load rangep.u.

3.3 初级组件的相对额定电流

初级额定电流定义为：

Ip_rate=Io_rate/kT_ideal=20/12=1.667(A)

(12)

初级平均电流绝对值的相对率为：

(13)

式中Ip_AV为初级平均电流绝对值。

初级电流均方根值的相对率为：

(14)

式中Ip_RMS为初级电流均方根值。

IZVS FB MMDC的励磁电流较大，但是在半个周期内的平均值是0，并且与负载电流同相。因此，IZVS FB MMDC的τC_AV和τC_RMS相对于其他FB MMDC较小。IZVZCS FB MMDC具有更小的τC_AV和τC_RMS。表3给出了所提出的两种变换器的τC_AV和τC_RMS。

表3 初级组件的τC_AV和τC_RMSTab.3 τC_AVandτC_RMSof the primary components

3.4 功率损耗

图(1)—(2)中所提及的FB MMDCs电路拓扑损耗主要包括开关管损耗、变压器损耗和二极管损耗等[13]。

1) 开关管损耗

功率开关管损耗主要包括：开通损耗和关断损耗。以开通损耗为例，主要包括两部分：容性开通损耗和开通过程中流过开关管的电流IL转移(这部分电流通过未完全开通的沟道而产生损耗)。这两种损耗都表现为电压和电流的交叠。

容性开通损耗的值等于开通前存储的能量，因此有：

(15)

式中：Cr为开关管的寄生电容和吸收电路电容的容值；Um为开关管关断时的电压值。

对开关管开通时的电压和电流做线性化处理，另一部分损耗为：

(16)

表4 两种变换器的δS_loss和δC_loss (Vin=800 V)Tab.4 The δS_loss and δC_lossof the two converters (Vin=800 V)

表5 增加器件和成本比较Tab.5 Added component comparison

式中tr为开关管的开通时间。

同理可以得出开关管的关断损耗PS-2，结合式(15)—(16)可以得出开关管的总损耗。

(17)

式中tf为开关管的关断时间。

2) 二极管和变压器损耗

次级整流二极管的损耗主要包括3部分：关断损耗(PD_off)、通断损耗(PD_on)、通态损耗(PCon)。整流器二极管损耗PD为：

PD=PD_off+PD_on+Pcon

(18)

变压器损耗主要分为2部分：铁损和铜损Pwinding_N。铁损耗分为涡流损耗Pe和磁滞损耗Ph。变压器损耗PT为：

PT=Pwinding_N+Ph+Pe

(19)

3) 功率损耗分布

考虑到其他因素会影响功率损耗的测量精确性，下面将对开关损耗和导通损耗做归一化处理。

相对开关损耗可以定义为：

(20)

式中Po为输出功率。

相对导通损耗可以定义为：

(21)

式中PC_loss为相应的传导损耗。

IZVS FB MMDC的励磁电流增大以帮助初级开关ZVS，并且电流的峰值可以随着输入电压的增加提供更多的谐振能量。因此，IZVS FB MMDC的初级开关的损耗相对于其他FB MMDC较小。当Vin=800 V时，初级开关和次级开关之间的相角为零，并且IZVS FB MMDC的初级电流远小于其他FB MMDC的初级电流。由于IZVS FB MMDC需要两个次级开关，因此向变换器增加了次级传导损耗和开关损耗。但是，IZVS FB MMDC的效率仍然高于其他FB MMDC。由于IZVZCS FB MMDC占空比损耗较小，导通损耗也较小，并且IZVZCS FB MMDC的前导开关的关断损耗也较小，导致初级开关的开关损耗较小。因此，IZVZCS FB MMDC的效率也比较高。表4给出了两种变换器的损耗分布。

3.5 增加器件及成本比较

表5为所提的两种软开关FB MMDC拓扑增加器件及增加成本的比较。IZVS FB MMDC初级电路没有增加元件，主电路相对简单。此外，由于初级器件的数量较少，而且连接相对简单，因此在初级需要较小的面积来确保安全的电气间隙。因此，IZVS FB MMDC的初级电路体积较小、比较紧凑，适用于高压输入的工业应用装置。IZVZCS FB MMDC拓扑的初级电路增加了两个换向辅助电路，以扩大滞后开关的ZVS范围，次级加入Sse和Cse来复位一次电流。因此，IZVZCS FB MMDC同样适用于高压应用。

4 实验结果

本章对所提出的两种变换器进行测试实验，并和图1所示的传统FB MMDC进行做了效率对比。

传统的PS FB电路包括2种工作模式：ZVS和ZVZCS。IZVS在前导开关和滞后开关上都实现了ZVS。由于变压器漏感和输出电感的存在，在前导开关关闭时电流不会突变，只实现ZVS。IZVS模式具有良好的开关特性和高通态损耗。对于ZVZCS，实现了前导开关的ZVS和滞后开关的ZCS。ZVZCS模式具有较低的通态损耗和电流超调。本文讨论的2种FB MMDCs与传统FB MMDC相比具有明显的优势。例如，IZVZCS FB MMDC主开关上的电压应力较小，无需额外的初级钳位装置以及模块化的主结构，并且两种电路的初级开关都可以在较大的负载范围内实现ZVS或ZCS。

图5为实验的相关波形。IZVS FB MMDC的波形如图5(a)至图5(i)所示。图5(a)为开关管S1和S5的端电压波形。正常工作时，IZVS FB MMDC初级开关的截止状态电压分布均匀，并且中点电容的中点电压稳定，均为Vin/2，Vin、Vcin2和io如图5(b)所示，即使在输出动态瞬间，输入电容的中点电压也保持平衡。图5(c)为初级变压器的端电压vT1p和谐振电感L1k1的电流波形，iL1k1不是定值，因为i1m增大以帮助初级开关ZVS。由于i1m与负载电流不同相，所以增加的初级电流有效值较小，因此增加的传导损耗也较小。vBC没有续流时间，因此输入电流纹波也很小。图5(d)为输出电感Lo的电流和次级整流电压波形，次级整流电压是TL波形，可以显著减小输出滤波器的体积。在图5(e)中提供了iL1k2的波形。软起动期间的vBC和iL1k1的波形如图5(f)所示。S1开通和关断时，门极-发射极和集电极-发射极的电压波形如图5(g)和(h)所示。在图5(g)中可以看出，当S1的集电极-发射极的电压降至0时，S1的门极-发射极的电压远低于其开通的电压阈值，S1实现ZVS。图5(i)为SSe1的电压和电流波形，可以看出通过SSe1能获得ZCS。

IZVZCS FB MMDC的波形如图5(j)至图5(n)所示。图5(j)为初级变压器的端电压vT1p、谐振电感L1k1的电流和输出电感电流波形，iL1k1由次级钳位电容复位，并在整个整流阶段保持为零，因此滞后开关可以获得ZCS。另外，初级循环能量为0。在图5(k)中提供了iSe的波形。SSe的门极信号和初级电流如图5(l)所示，次级开关在续流阶段开始时导通，以复位初级电流。图5(m)是S1的门极驱动电压和端电压波形，当S1的集电极-发射极电压降至零时，S1的门极-发射极电压远低于其开通的电压阈值，S1实现ZVS。图5(n)是S1和S5的端电压波形，正常工作时，IZVZCS FB MMDC初级开关的截止状态电压分布均匀，并且中点电容的中点电压稳定，均为Vin/2。

图5 实验波形Fig.5 Experimental waveforms

图(1)—(2)中所提及的FB MMDCs电路的效率计算如式(22)所示。

(22)

式中：Po为电路的输出功率；Pin为电路的输入功率。

图6是图1和图2中各变换器的效率对比。效率测试时，考虑控制器和驱动器的辅助电源，同时还包括风机功率。当输入电压600 V，输出电容Cos等于1nF时，输出电流变化下各变换器的效率如图6(a)所示，图2(a)和(b)的效率高于图1，因为图2(a)和(b)的所有初级开关的软开关范围都比较宽。如图6(a)所示，图2(b)的轻载效率略低于图2(a)，因为图2(b)的前导开关的损耗略高;而图2(b)的重载效率略高于图2(a)，这是由于图2(b)滞后开关的关断损耗更小，导通损耗更低。当输入电压600 V，输出电容Cos等于10 nF时，输出电流变化下各变换器的初级开关具有较大输出电容时的效率曲线如图6(b)所示，开关的关断损耗随输出电容的增大而减小，但由于ZVS负载范围较窄，导通损耗可能增大。由于图2(a)中所有初级开关仍能在较宽负载范围内获得导通损耗较小的ZVS，故图2(a)的效率高于其他变换器。因此，图2(a)中的变流器可以通过更灵活地选择导通损耗，关断损耗和传导损耗之间的平衡来获得最佳的效率性能。图6(c)和图6(d)为输出电流20 A，输出电容Cos分别为1 nF和10 nF时，不同输入电压下的效率对比。效率曲线随输入电压的增大而减小。由于磁化电感可以提供更多的谐振能量，图2中的变换器在高输入电压条件下具有更高的效率。

图6 效率比较波形Fig.6 Efficiency comparison waveforms

5 结论

本文针对2种改进的宽范围软开关的FB MMDCs进行了详细说明，并对所提出的改进型变换器进行了比较评价。实验结果与理论预测相符。图2(a)和图2(b)中的变换器与传统FB MMDCs相比，具有占空比损耗小、软开关范围宽、导通损耗小、初级电路更简单、更紧凑等明显的优点。因此，这两个转换器更适合具有模块化的高输入电压应用。此外图2(a)的二次整流电压为TL波形，降低了输入和输出滤波器的要求。图2(a)中的变换器是可用于可控多输出端口高输入电压应用的拓扑结构。