自适应死区时间控制软开关CRM图腾柱PFC

郑刚

（国能宁夏供热有限公司 宁夏回族自治区银川市 750004）

1 引言

功率因数校正（power factor correction, PFC）变换器被广泛应用于通信、服务器和工业电源中，使变换器功率因数和输入电流总谐波畸变率（total harmonic distortion, THD）满足IEC61000-3-2 标准要求[1-3]。传统带二极管整流桥的Boost PFC 电路由于元器件少、成本低而得到了广泛的应用，然而其效率受到硬开关损耗和整流桥导通损耗的限制而难以提高。

新兴的氮化镓（GaN）器件具有导通电阻低、开关速度快和零反向恢复损耗等优点，可以将变换器的开关频率提高到几百kHz 甚至MHz 范围[4-5]。因此，基于GaN 器件的图腾柱无桥PFC 近年来得到了广泛的研究，对于工作在临界导通模式（critical conduction mode, CRM）下的图腾柱PFC，当输入电压瞬时值低于输出电压的一半时，开关器件可以实现零电压开通[6-8]。然而当输入电压高于输出电压的一半时，开关管结电容无法放电至零，只能实现部分软开关，为了实现完全零电压开通，需要更多的负电感电流来给开关管结电容放电[9-10]。

由于输入电压和开关频率在工频周期内实时变化，所以不仅ZVS 开通所需负电感电流值是变化的，而且开关管结电容放电到零的谐振阶段所对应的死区时间也是变化的。然而，现有文献的研究并没有充分考虑所有开关管的死区时间变化，因此传统方法无法在全输入电压范围内实现完全零电压开通，导致功率损耗增大。因此，研究自适应死区时间对提高变换器效率具有十分重要的意义。

2 零电压开通自适应死区时间控制

图1 为基于GaN 器件的交错并联图腾柱无桥PFC 拓扑结构，它由两个GaN 半桥和一个Si MOSFET 半桥组成，GaN 半桥为高频桥臂，工作在MHz 左右，Si MOSFET 半桥为工频桥臂，实现正负半周的切换。为了减小输入电流纹波，两个GaN 半桥交错180 度相移。由于正负半周期工作类似，所以本文的所有分析都是基于正半周期进行讨论。

图1：交错并联GaN 图腾柱PFC 拓扑

图2 给出了电网电压正半工频周期内单个开关周期的理论波形，由于两相交错并联的工作过程相同，这里以单个相位为例进行分析。在正半周期内，工频管Q1一直关断，Q2保持导通，高频管S2为主开关管，S1为同步整流（SR）开关管。每个开关周期可以从t0到t6分为6 个阶段，在第I 阶段(t0-t1)和第II 阶段(t1-t2)中，主开关管S2导通，SR 管S1关断，电感电流线性上升。第III 阶段(t2-t3)和第VI 阶段(t5-t6)为谐振阶段，电感L1与两个GaN 高频开关管的结电容及发生谐振。在第IV 阶段(t3-t4)和第V 阶段(t4-t5)内，S1导通，S2关断，电感电流线性下降。下面分别对主开关管和SR管的ZVS 开通过程进行详细分析。

图2：正半周期内理论波形

2.1 SR开关管S1的ZVS开通

SR 开关管S1的ZVS 开通发生在谐振阶段t2-t3，主开关管S2在t2时刻关断，SR 开关管S1开通前，电感L1与S1的结电容Coss1，S2的结电容Coss2发生谐振。如图2所示，在谐振阶段内，结电容电压VCoss1从Vo放电到0，VCoss2从0 充电到Vo，电感电流iL1(t)和结电容Coss1和Coss2两端的瞬时电压VCoss1(t)，VCoss2(t)满足公式（1）-（4）：

这里假设Coss1=Coss2=Coss，由于开关频率远高于工频，因此可以认为输入电压在每个开关周期内是恒定的。此阶段内电感电流iL1(t)以及S1和S2的结电容电压可以用公式（5）-（7）表示：

为了实现SR 开关管S1的零电压开通，其结电容电压VCoss1应在开通之前放电至零。因此，最小死区时间TZVS_S1可以通过公式（8）获得。

根据公式（8），图3 分别给出了输入电压85 V 和220 V 条件下实现SR 开关管S1零电压开通所需的死区时间TZVS_S1。可以看出，半个工频周期内死区时间随时间的变化而变化，因此对所有开关周期使用恒定的死区时间是不合理的。

图3：正半周期内S1 零电压开通所需的死区时间

如果为所有开关周期选择最大死区时间TZVS_max，可以保证S1在全工频范围内实现零电压开通。然而，额外的死区时间会导致S1在反向导通机制下的功率损耗，该功率损耗可以表示为：

其中，fs为开关频率，Vf为GaN 器件反向导通压降。

此外，如果死区时间小于图3所示的最小死区时间，则S1不能实现完全ZVS 开通，由部分硬开通造成的功率损耗可以表示为：

2.2 主开关管S2的ZVS开通

阶段VI（t5-t6）对应另一个谐振阶段，为了实现主开关S2的ZVS 开通，需要将S2的结电容放电到零，为了保证ZVS 开通，需要加入ZVS 开通所需的负电感电流，该谐振阶段内电感电流iL1(t)和结电容瞬时电压VCoss1(t)，VCoss2(t)满足公式（11）-（14）：

图4 给出了电感电流iL1与主开关管S2漏源级电压Vds2之间的状态平面轨迹图，当Vin≤ 0.5Vo时，如图4(a)所示，Vds2在谐振阶段内可以放电至0，S2能自然实现零电压开通。然而当Vin> 0.5Vo时，如图4(b)所示，Vds2只能放电至(2Vin-Vo)，导致主开关管S2无法完全实现零电压开通，因而产生部分开通损耗，导致效率降低。

图4：状态平面图

为实现主开关管S2的完全ZVS 开通，根据图4(b)所示的状态平面轨迹，需要延长同步整流开关管S1的导通时间Tex(t4-t5)，使S2结电容电压能够完全放电至零，该谐振阶段内开关管结电容电压VCoss1(t)和VCoss2(t)可表示为：

为了实现S2的完全零电压开通，S2的结电容电压Vcoss2必须在开通前下降到零，那么S2的最小死区时间TZVS_S2可表示为：

图5 分别给出了输入交流电压85 V 和220 V 条件下主开关管S2实现ZVS 开通所需的死区时间TZVS_S2，为了使所有GaN 器件造成的功率损耗最小，应在每个开关周期内实时更新死区时间，这将在下一节中通过数字控制实现。

图5：正半周期内S2 零电压开通所需的死区时间

3 自适应死区时间控制的数字实现

基于上一节CRM图腾柱PFC 工作原理以及实现开关管完全ZVS 开通所需死区时间的分析，图6 给出了自适应死区时间控制的数字控制框图，可以在全输入电压范围内实现所有开关管的ZVS开通。

图6：自适应死区时间数字控制框图

如图6所示，输出电压参考值Vo_ref与实际输出电压Vo之间的误差被发送给电压环PI 控制器，控制器决定主开关管S2的导通时间ton_c，同步整流管S1的关断时间由零电流检测(ZCD)信号触发，工频管Q1和Q2的门极驱动信号由输入电压极性决定。

从相的开关频率由主相决定，从相主开关管S4的导通时间与主相相同，由电压外环PI 控制器输出获得。通过DSP 中的Ecap 功能检测主相的开关周期Tsw，然后将主相开关周期的一半Tsw/2 发送到从相，以确定从相同步整流管S3的关断时刻。由此，可以保证从相与主相保持180 度相移，从而减小输入电流纹波。

通过实时更新DSP 中相关死区寄存器的值实现所提自适应死区时间控制，根据实时采样的输入电压Vin和输出电压Vo，通过公式（8）和（17）即可计算出自适应死区时间，从而实现所有高频开关管的完全零电压开通。

4 样机及实验结果

为了验证所提自适应死区时间控制策略，实验室搭建了的一台1 kW 图腾柱无桥PFC 变换器样机，如图7所示。表1 给出了变换器主要参数，高频开关管S1-S4选用GaN System 公司650-V/25-A GaN 器件（GS66508T），工频开关管Q1/Q2选用英飞凌公司Si MOSFET（IMW65R027M1H），输出电容采用两个电解电容器（LGN2X101MELC30）并联，数字控制器采用TI 公司DSP（TMS320F28377D）实现，电感磁芯选用DMEGC 公司PQ32-25，材质为DMR95。

表1：GaN CRM图腾柱PFC 变换器主要参数

图7：GaN CRM图腾柱无桥PFC 实验样机

图8 给出了输入电压220 V，输出电压400 V 条件下的满载实验波形，两相电感电流IL1和IL2交错180 度，从而减小输入电流纹波。

图8：满载实验波形

图9 给出了主相开关管ZVS 实现的实验波形，基于所提自适应死区时间控制策略，根据输入与输出电压实时计算出开关管ZVS开通所需的死区时间，由图9 可以看出，主相同步整流开关管S1和主开关管S2都实现完全零电压开通，减小开关损耗，从而提高效率。

图9：主相开关管ZVS 实现波形

5 结论

本文研究了CRM图腾柱PFC 自适应死区时间控制策略，实现了所有高频开关管完全零电压开通。对全输入电压范围内主开关管和同步整流开关管零电压开通所需的死区时间进行了理论分析，介绍了自适应死区时间控制的数字实现方法。最后，搭建了一台基于GaN 器件的1 kW 两相交错并联CRM图腾柱PFC 样机，实验验证了所提自适应死区时间控制策略的有效性。