基于反激拓扑的超低纹波双路输出DC/DC变换器设计

金阳 李浩

（中国电子科技集团公司第四十三研究所 安徽省合肥市 230088）

1 引言

随着商业卫星、天地一体化概念的提出和发展，星载设备中电子系统性能不断提高和功率需求不断增大。尤其在星载激光探测、激光雷达等对噪声比较敏感的电子系统中，对电源输出的纹波电压提出了更高要求，提升电子系统的性能和探测精度。同时，该类系统中存在大量的双路正负供电需求，且对于电源的体积和重量均有严格要求[1]。

目前，在输出纹波电压要求较高的应用中，电源多采用LDO线性稳压实现超低纹波电压输出，但LDO线性稳压电路存在转换效率低的缺点，仅适合小功率输出。结合采用共模和差模滤波电路的电源可有效减少输出纹波电压，但滤波电路的结构复杂，需要体积较大的共模电感，小型化设计难度较大。因此，针对航天、航空等领域的应用需求，本文基于反激拓扑设计双路直流输出电源，具有拓扑结构简单、尺寸小、重量轻、可靠性高等优点，实现了32V～50V直流电压输入，±40V/0.26A超低纹波双路直流电压输出。为抑制反激电源不同负载条件下的输出纹波电压，本文对反激电路工作模式、变压器、输出滤波电路进行分析和设计，并通过理论分析和实验验证电路设计的正确性和可行性。同时，为了保证双路电源具有更强的环境适应能力和高可靠性，采用厚膜混合集成工艺制作该电源，使其能够在-55℃～125℃温度范围正常工作。

2 反激电路工作模式对纹波电压的影响

单端反激电路拓扑的结构具体如图1所示。通过在变压器T1磁芯间引入气隙使其磁化电感作为功能电感，实现隔离和传递存储能量的作用。

图1：反激电路拓扑

初级开关管Q1开通时，次级整流二极管D1被反向偏置，能量无法传递到次级。通过磁化电感的电流im以斜率Vin/Lm增加，此时，能量存储在变压器T1的励磁电感中；开关管Q1关断时，次级电流is流入整流管D1，使D1导通，输出电压Vo通过绕组匝数为Np：Ns的变压器实现反向，并将负电压施加到磁化电感Lm上，磁化电流im以斜率（-Vo*Ns/Np）/Lm下降。随着im线性减小，导通时间内变压器T1积累的能量被传递到输出电容和负载。

当流过次级电感的电流is较大，在开关管Q1截止期间没有下降到零时，下一工作周期就已经开始，初级电流ip的前沿就会出现阶梯，表明反激变换器工作于CCM模式。主要波形图如图2所示。

图2：CCM模式反激变换器波形图

根据变压器次级电感上的电流is是否出现断续，可以将反激变换器的工作模式分为连续工作模式（CCM）、断续工作模式（DCM）、和临界模式（BCM）三种。相比DCM模式，CCM模式反激变换器具有：

（1）在同等功率等级的情况下，峰值电流是DCM模式的30%～50%；

（2）输出整流管关断瞬间产生的输出电压尖峰较小，有利于减少RFI问题[2]。因此，本文设计的双路输出反激变换器采用CCM工作模式，有利于减小输出纹波电压。

3 CCM模式反激变压器设计

本文设计的±40V/0.26A双路输出反激变换器原理图如图3所示，由初级绕组Np，次级绕组Ns1、Ns2，反馈绕组Na，辅助供电绕组Nb组成。除实现传输能量、电压转换与电气隔离功能外，还需实现次级反馈电路辅助供电、初级控制电路辅助供电等功能，影响反激变换器的性能。

图3：双路输出电路图

3.1 变压器匝数比

假设正常工作时电流流经开关管及取样电阻时导通压降为Vdson，每一路整流管正向导通压降为Vf1和Vf2，根据反激变换器原理，输入电压最小时，占空比最大，变压器匝数比N为：

式中，Vin(min)为最小输入电压，Dmax为最大占空比[3]。

为提升反激变换器转换效率，通过在开关管Q1关断期间对辅助绕组Na和Nb两端电压进行采样输出辅助供电电压，启动后由两个辅助绕组Na和Nb分别为PWM芯片和反馈电路供电。因此，变压器辅助绕组设计时，应根据PWM控制器的供电电压和反馈电路供电电压进行设计，根据式（2）和（3），辅助绕组与次级绕组的匝数比为：

3.2 确定初级电感量Lp与圈数Np

对于CCM模式的反激变换器，当输入电压变化时，变换器可能存在CCM模式和DCM模式转换，因此需在最恶劣条件下设计变压器初级电感Lp，即由式（4）确定：

式中，fs为工作频率（单位：Hz）；KRF为电流纹波系数。设计CCM模式的反激变换器，KRF的取值一般为0.4～0.8即可，本文取KRF=0.8。

最小输入电压时，由下式确定反激变压器初级的圈数Np为：

式中，Idspeak为初级峰值电流（单位：A），Ae为磁芯截面积（单位：m2），ΔBm为磁通密度（单位：T）。

在CCM模式下，计算反激变压器的次级电感LS，即由式（6）确定：

通过计算，反激变压器的次级电感LS取值为28uH。

4 超低输出纹波电压设计

±40V/0.3A双路输出电源要求输出纹波电压小于万分之五，即40V输出纹波电压峰峰值不大于25mV，工作频率为360kHz。

为满足以上超低输出纹波电压设计要求，需要对反激变换器次级滤波电路参数进行核算，并根据计算结果确定是否增加额外的滤波电路衰减输出纹波电压。

计算反激变压器次级电感的纹波电流ΔI，由式（7）确定：

假设次级未加LC滤波电路，变压器次级电感上的纹波电流等于次级滤波电容上的纹波电流。计算次级滤波电容上的纹波电压ΔV为25mV时所需的输出电容CL容值，由式（8）计算[4]：

式中，RESR为输出电容等效串联电阻（单位：Ω），选用ESR值小的陶瓷电容。

通过计算，可得每一路的输出电容C1、C2均至少为52uF，对于星载电源，需要考虑电容耐压满足Ⅰ级降额设计，输出40V至少选用100V耐压的陶瓷电容。该类陶瓷电容的选型难度大，一般采用多个陶瓷电容并联实现。多个电容并联影响电源体积，不利于小型化。因此，在电源的输出增加LC滤波电路，其原理图如图4所示，C3和C4分别两路输出的滤波电容，L为双路输出耦合滤波电感。

图4：次级滤波电路图

在LC滤波电路前的陶瓷电容C1和C2均设计选取尺寸2220、容值10uF、耐压100V的多层片式陶瓷电容。通过查阅手册和核算，该陶瓷电容ESR产生的纹波电压约为133.3mV。

双路输出耦合滤波电感采用Φ5磁环，采用双线并绕的方式，取每一路LC滤波电感值均为1uH；每一路的滤波电容均选择0.47uF/100V的多层片式陶瓷电容,查阅手册确认电容的ESR约为40mΩ，通过式（9）计算LC滤波后的衰减倍数，LC滤波电路的简化传递函数如下：

计算可得LC滤波器衰减后输出纹波电压为ΔVo=2.36mV＜25mV，符合设计要求。

5 仿真与实验

通过Saber软件仿真验证基于反激拓扑的超低纹波双路输出DC/DC变换器设计方案的正确性和可行性，仿真参数如表1所示：

表1：仿真电路参数

图5和图6为超低纹波双路输出DC/DC变换器输出纹波电压和输出电压启动的波形图。由图5看出，反激拓扑CCM模式时，输出电路增加LC滤波电路，仿真得到输出纹波电压为25mV。由图6看出，双路输出电压启动波形单调无过冲。

图5：输出纹波电压仿真波形图

图6：输出电压启动波形图

图7和图8是根据表1所列参数实际搭建的模拟实验电路波形，具体实验结果与理论、仿真分析结果满足设计要求。

图7：输出纹波电压实验波形图

图8：输出电压启动实验波形图

6 结论

本文提出了一种基于反激拓扑的超低纹波双路输出DC/DC变换器设计方案，通过反激电路工作模式、变压器、输出电感设计，大幅衰减双路输出纹波电压至14mV，实现了电源的超低纹波双路输出，提升电源输出的品质和可靠性，并实现了电源小型化。仿真和实验结果验证了技术方案的正确性，电源应用前景广阔，已经获得批量订货。