一种结构简单的宽温度范围、高精度CMOS 基准源

杨见辉， 闫 江， 孙建民， 李 宽

（1 贵州大学 大数据与信息工程学院， 贵阳 550025； 2 北方工业大学 电子信息工程学院， 北京 100144）

0 引 言

随着现代集成电路的迅速发展，微电子设备进入了人类生活的方方面面。 电压基准源是集成电路中的一个重要单元模块，集成电路通常利用带隙电压基准源模块来为其他子模块提供精确的电压［1］。电压基准源好坏不仅影响电路系统的性能，甚至会损坏整个电路。 如今的集成电路越来越微型化，电压也越来越低，一个好的基准电压源的设计需求正日益凸显，目前，大部分传统带隙基准电压源只能产生1.25 V 左右的电压，难以满足现代微电子行业的低压要求。 因而，设计一个好的带隙基准电压源具有重要的现实意义［2］。 基准源是为了获得一个与电源电压、温度和工艺参数都无关的稳定的输出［3］。 目前国内外的学者主要研究基准源的温漂系数、线性调制率及高电源抑制比PSRR等性能。由于传统banba 结构基准精度差，电源抑制比较低，温度范围也比较窄，使得基准电路结构变得复杂化，虽然也可采用校准机制来改善精度问题，但却会导致成本上升。 针对上述结构的优缺点，本文提出了一种新型基准结构。

本文使用130 nmCMOS 工艺平台，设计了PTAT电流产生电路和电流镜核心结构，使整个电路结构变得非常简单，使用的CMOS 管也比较少，大大节约了芯片面积，同时达到低温漂要求，实现了超宽频带下高电源抑制比以及宽温度范围。 本文基准源电路简单实用，能够应用到大多数的微型电子设备上。

1 电路原理

为了提高电源抑制比，本文先设计PTAT 电流源作为缓冲，再将PTAT 电流源连接到基准电压输出电路，这样当电源干扰电压经过PTAT 电流源的缓冲减小，对基准电压输出电路的影响就非常小，达到高电源抑制比特性。

传统带隙基准源的基本原理是设计具有相反温度特性的电压按一定比例求和，往往包含启动电路、正温度、负温度电压电路、求和电路，极为复杂，为了降低设计结构复杂度，本文中采用反向设计法。 具有电流温度特性的NMOS 管的连接方式如图1 所示。以二极管方式连接的NMOS 管漏源电流温度特性如图2 所示。 在处于亚阈值区稳压饱和状态下（VGS_sub ＝VDS ＝ VDD ＜VTH）， NMOS 管的漏源电流（ID） 在-40 ℃～+155 ℃温度范围内与温度呈现正相关特性。 通过反向设计思想，只要设计出一个与图2温度特性相似的、与绝对温度成正比（proportional to absolute temperature，PATA）的电流ID，再将这种温度特性的电流流入以二极管方式连接的NMOS 管获得零温度系数、高抑制比的栅源电压（VGS）。

图1 以二极管方式连接的NMOS 管Fig.1 NMOS tube connected by the diode

图2 以二极管方式连接的NMOS 管漏源电流温度特性Fig.2 Drain-source current temperature characteristics of NMOS tube connected by the diode

图1 中，CMOS 管工作在亚阈值区，其栅源电压可表示为：

其中，热电压VT ＝KT／q；μ为电子迁移率；VTH为阈值电压；m为亚阈值斜率；T为绝对温度；W／L是沟道长比；K是玻尔兹曼常数。

PTAT 电流产生电路如图3 所示。

图3 PTAT 电流源Fig.3 PTAT current source

在图3 中，MOS 管均工作于亚阈值区，可得出以下方程：

式（4）中，K为镜像比例。 因式（2）、式（3）组成的方程为超越方程，一般很难求出IPTAT的解析解，于是本文寻求一种近似解代替。 设计的电流源IPTAT（蓝线）与图1 电流ID（红线）的温度特性如图4 所示。 在图4 中，可看出相同栅源电压下本文设计电流源IPTAT的温度特性与图1 的电流ID的温度特性在一定温度范围内几乎一致，因此可以采用式（1） 近似解析式来代替式（4） 电流IPTAT解，可得：

图4 设计的电流源IPTAT（蓝线）与图1 电流ID（红线）的温度特性Fig.4 The temperature characteristics of the designed current source IPTAT（blue line） and the current ID（red line） in Fig.1

2 电路结构

本文设计的CMOS 电路结构如图5 所示。 仅仅只有3 个部分。 第一个部分为启动单元，中间部分为PTAT 电流获得电路，右边部分为基准电压输出电路。整个电路除了一个电阻R1，其余器件均为CMOS 管。可以看出该结构简单清晰，没有正负温度特性电压产生电路，也无复杂求和电路结构，易于集成实现。

图5 基准电压源电路Fig.5 Reference voltage source circuit

2.1 电路启动分析

由于该PTAT 电流产生电路部分在上电后可能出现电流为零的状态，导致基准输出电路不能正常工作。 为了使基准电压源能够输出稳定的基准电压，在图5 中，NM1和NM2管组成启动电路确保整个电路正常工作。

当电路上电后，启动电路开始工作。 刚上电时，由于8 个NM1管处于串联状态，因此全部导通，每个NM1管的栅源电压及漏源电流都一样。 同样在刚上电时，NM2的源极和NM3的漏极处于同一零电位。 由于NM1导通后分压，使得连接的NM2栅极存在一定电压，进而NM2导通，NM2的漏源电流流入NM3的漏极和NM4的栅极，因为NM4栅源之间存在电容，NM4的栅源电压随着电流的流入会逐渐升高到VTH4，导致NM4导通，NM4的漏源电流流过电阻R1，使R1两端电压升高到VTH3，NM3导通。 在NM3和NM4导通后，整个IPTAT产生电路处于正常工作状态。 因NM3管的漏源电压VDS3存在，使得NM2管的源极电压上升，栅源电压VGS2＜VTH2，NM2不再工作。

2.2 PTAT 电流获得电路

在图5 中，电阻R1与PM1，PM2，NM3，NM4管一起组成了PTAT 电流获得电路。 此四个MOS 管全部工作在亚阈值区，因而产生电流IPTAT可用式（5）表示。

2.3 电流镜技术

由图5 可知，PM1和PM3管构成电流镜。 因此，PM3和NM5管是PM1和PM2管电流的K倍，忽略沟道调制效应，因此可得：

通过设置合适的镜像比例，一个具有正温度特性的电流被转移到NM5管中。

2.4 核心基准电路分析

PM1-PM3，NM3-NM5和R1组成了核心基准电路。 基准源的基本原理是将IPTAT通过电流镜技术转移到以二极管方式连接的NM5管，再调整NM5管的W／L值，获得与温度系数为零的基准源。 电路工作时，整个IPTAT产生电路处于负反馈工作状态。 当电源电压上升，NM3和NM4的漏源电流增大，则VGS3增大，NM4的源极电位上升，带来VGS4减小，使得NM4的漏源电流减小，达到负反馈效果，使电流稳定，利于提高抑制比。

以二极管方式连接的NM5管工作在亚阈值区时的VGS的表达式可由式（1） 推得：

将式（5）带入式（8）可得：

可见在式（9）中，VREF≈VGS_sub， 其中VGS_sub为图1 中固定不变的电压。 于是根据式（9）只要慢慢调整PM1，PM2，PM3和NM5管的W／L，一个稳定的VREF就可以得到实现。VREF受IPTAT控制，电源的交流干扰途径为：电源电压—IPTAT—VREF。 因IPTAT本身对电源有很高的抑制，所以在基准电压输出处，电源的交流干扰能被更好地抑制。

3 仿真结果

本文基准电压电路在130 nm CMOS 工艺平台下进行设计和仿真验证。

3.1 温度特性

在电源电压为2.3 V、-40 ℃～155 ℃条件下，图6 展示了该电路输出电压的变化情况。 该输出电压平均值为562 mV，可以看出输出电压最大波动幅度只有1.32 mV，温漂系数为12.0×10-6／℃。

图6 基准输出电压的温度特性曲线Fig.6 Temperature characteristic curve of reference output voltage

3.2 电源电压特性

基准输出电压随电源电压的变化如图7 所示。由图7 可知，在电路为27 ℃的温度下，当电源电压是2.2～2.5 V 的某一电压时，输出电压也在561.5 mV 至560.9 mV 的范围，相应的线性调整率为2 mV／V。

图7 基准输出电压随电源电压的变化Fig.7 Reference output voltage changes with power supply voltage

3.3 电源抑制比PSRR

图8 为本文提出的基准电压源电路的PSRR仿真曲线。 由图8 可以看出，在很宽的频带范围内PSRR保持稳定且拥有极为理想的数值，PSRR一直低于-53 dB，直到频率高于100 KHz。 当频率达到1 MHz时，PSRR也能达到-44 dB。 因此，本文基准电压实现了宽频带高电源抑制比特性。

图8 基准电压的电源抑制比的变化曲线Fig.8 The variation curve of the power supply rejection ratio of the reference voltage

本文基准电路的仿真结果与其它文献的关键参数对比见表1。 由表1 可知，将其它相关文献结果与本文基准源电路仿真结果进行对比。 明显看出，无论在温度漂移系数、还是其它关键指标上，本文的结果显著优于其它文献电路。

表1 本文基准电路的仿真结果与其它文献的关键参数对比Tab.1 Comparison of the simulation results of the benchmark circuit in this article with the key parameters of other documents

4 结束语

本文设计了一种新型的简单的CMOS 结构的电压基准源，通过反向设计法与传统的利用加法电路将相反温度系数的电压按一定系数比例相加的原理不同。 本文利用电流镜技术将正温度系数电流导入工作在亚阈值区的NMOS 管，使VGS在一定温度范围内实现低温度漂移，得到了基准电压。 文献［1-13］中，虽然在温度系数、电源抑制比等参数上能够达到不错的效果，但是其结构均比本文结构复杂，甚至有的需要运放、高阻值电阻等器件结构，导致在芯片中占了较大面积，压缩其他模块空间。

与文献［4］对比，除了本文结构简单外，本文电路电源抑制比在高频处比文献［4］高；文献［5］虽然在温度漂移性能方面稍微优于本文，但其结构复杂，且使用了很多电阻、电容以及三极管等复杂器件；文献［6］虽然低频电源抑制比高于本文，但当频率高于100 Hz 后，文献［6］电源抑制比远不如本文，且温度系数及范围都不及本文。

本文基准电路结构简单稳定，易于设计集成，采用PTAT 电流源作为缓冲级，提高电源抑制比，同时保证了低输出电压、低温漂特性以及很宽的温度范围等诸多优点，可广泛应用于低压微型电子电路领域。