S/X双频带吸波实时可调的吸波器*

周仕浩 房欣宇 李猛猛 俞叶峰 陈如山

(南京理工大学电子工程与光电技术学院, 南京 210094)

1 引 言

频率选择表面(FSS)因其在天线罩、吸波器、电磁滤波器、人工电磁带隙材料等方面的广泛应用而引起人们极大的研究兴趣[1−6]. 基于FSS的吸波器, 由于在雷达散射截面(RCS)缩减等[6−12]军事应用方面的潜力, 获得了极大的关注和发展.

为了实现多功能的FSS, 可重构的特性和技术得到了广泛研究[13]. 获得多功能可重构FSS主要有三种方法: 可重构FSS单元、可重构阵列、可重构单元与阵列的组合. 在许多工作中, 为了获得可重构的FSS, 在单元中嵌入了PIN二极管等开关元件. 文献[14]中, 通过切换二极管的偏置状态来调节单元上的场分布, 可以获得两个相邻的完全吸收点. 文献[15]中, 介绍了一种可切换的反射器和吸波器结构, 通过一对偏置线调节嵌入的二极管开关状态, 使得FSS具有反射和吸收的可重构特性.文献[16]中, 介绍了一种L频段的可重构极化不敏感FSS吸波器, 通过对周围的四个PIN二极管进行“开/关”调控实现其可重构特性. 文献[6]中,介绍了一种双频段极化不敏感的可重构FSS吸波器, 该吸波器的单元由嵌有PIN二极管的环型贴片和十字型贴片组成, 通过通断二极管可独立实现双频段的吸收. 文献[17]中, 设计了一种工作在超高频段(UHF)的可重构FSS吸波器, 通过控制偏置电压可以调节吸波频点的位置.

在可重构FSS阵列的设计中, 可以通过改变衬底的等效介电常数来设计FSS阵列[18,19]. 可重构阵列的设计还可以通过优化单元的状态来实现,文献[14]中的FSS使用了简单的线型单元和交叉偶极单元, 单元中嵌入了相互连接的开关. 然后利用遗传算法对FSS阵列的“开/关”状态矩阵进行优化. 利用所提出的算法, 从数值计算上表明这些可重构的FSS可以达到目标频率响应.

最近, 崔铁军院士团队[20]提出了一种新型的数字编码超表面, 它通过现场可编程门阵列(FPGA)对单元的“开/关”状态进行编码, 从而实时调控单元的 0 /π 反射相位, 实现超表面散射场的自由调控.对相位差为 π 的两种单元, 进行棋盘型或者随机排布[21], 实现反射波相消[22]或漫反射[23], 达到RCS缩减的目的. 然而, 这些单元是不可重构的, 低散射只能通过优化单元的排布获得[22,23]. 最近, 文献[24]中提出了一种可重构的相位梯度超表面, 单元包含三层谐振结构, 同层的每一排谐振结构共用偏置线, 控制每一层的偏置电压获得相位梯度, 从而设计出工作在4.4 GHz的低散射天线[25,26].

如文献[6]中所述, 对于工作在多频段的FSS阵列, 需要仔细设计FSS阵列的偏置网络, 实现实时可切换工作状态的单元和阵列. 文献[27,28]提出了两种反射阵天线, 天线单元加载了二极管, 由FPGA独立控制二极管的“开/关”状态, 通过1比特编码阵面相位序列实现波束扫描. 而对于双频FSS吸波器, 由于单元结构复杂, 需要控制多个PIN二极管, 因此设计实时RCS可调控的偏置网络具有一定的挑战性.

本文提出了一种可重构单元与FSS阵列相结合的设计方法, 实现了一种双频带RCS实时可调控的FSS吸波器. 对于可重构单元, 通过切换单元通断状态, 改变单元谐振频率, 实现双频带吸波状态调控. 对于可重构FSS阵列, 引入了一种新型的偏置网络, 可以独立调控每个PIN二极管的“导通”与“截止”状态, 实现阵面散射场的实时调控.利用遗传算法优化FSS阵列上单元“导通”与“截止”编码状态矩阵, 以获得所需要的散射场. 通过可编程的FPGA对状态矩阵的控制, 实现吸波器双频带散射场幅度的调控. 实验结果表明, 阵列RCS在可实现S频带33dB、X频带26dB的范围内编程调节. 这项工作对于RCS隐身和伪装具有重要的意义.

2 基于 FSS 的吸波器设计

2.1 FSS单元设计

文中提出的双频可重构FSS单元的结构如图1所示. 采用环形和弯曲的十字交叉偶极子组合来获得双频带的吸收特性. 在圆环上嵌入2个二极管, 在中间的交叉偶极子上嵌入4个二极管, 共有3个通孔与地面下的偏置网络相连, 2个在圆环上,一个在弯曲的十字交叉偶极子中心. 随着偏置电压的变化, 6个二极管的导通与截止状态会改变单元的谐振频率. 为了减小通孔对谐振的影响, 设计时使通孔半径最小, 并将偏置网络放置在金属底板下, 来降低偏置线对散射场的影响. 此外, 值得注意的是, 与每个单元连接的LED有两方面的用途:首先LED可以指示单元上二极管的状态, 使测试更容易[27], 其次闪烁的LED具有光学伪装的潜力.

图 1 可重构 FSS 单元 (a) 俯视图; (b) 侧视图Fig. 1. Configuration of the dual-band reconfigurable FSS unit cell: (a) Top view; (b) side view.

如图1(a)所示, FSS吸波单元的几何参数为:a= 25 mm,r= 12.3 mm,w= 1.3 mm,g= 1.2 mm,d= 10.2 mm,c= 11.65 mm,l= 10.2 mm,m=8 mm,p= 1 mm,f= 2.5 mm,e= 5 mm. 介质基板选用的是FR4, 其介电常数为4.4, 及损耗角正切值 tand= 0.02, FSS 单元上层介质基板的厚度为3 mm, 下层偏置网络介质基板的厚度为0.5 mm.选择的PIN二极管型号为SMP1340-079 LF, PIN二极管的等效电路模型在其“导通”状态时, 等效为RL串联电路, 等效参数值L= 0.45 nH,R= 5 W(3—4 GHz),R= 8 W (10—11 GHz). 在其处于“截止”状态时, 等效为LC串联电路, 等效参数值L= 0.45 nH,C= 0.3 pF (3—4 GHz),C= 0.11 pF(10—11 GHz).

表1中列出了FSS吸波单元的状态, 圆环和弯曲的十字交叉偶极子共有4种“导通”和“截止”状态, 通过改变通孔1到通孔4的电压来实现状态的切换, 如图1(b)所示, 所有通孔都连接到偏置线上. 通过切换单元状态实现双频带的可重构. 在本设计中, 可重构的FSS吸波器主要使用了3和4的状态, 即圆环和弯曲的十字交叉偶极子上的PIN二极管只有同时“导通”和“截止”状态. 对于单元中的圆环, 当二极管处于“导通”的状态时, 是个闭合的圆环, 而处于“截止”状态时, 圆环被分为4部分, 圆环的等效电感减小; 对于十字交叉偶极子, “导通”、“截止”状态改变了交叉偶极子等效长度. 因此通过二级管工作状态的组合, 来改变单元的双频带谐振频率. 图2为垂直入射波作用下, 所提出的双频可重构单元的反射系数. 当PIN二极管均处于“截止”状态时, 谐振频率分别为3.9 GHz和10.6 GHz, 垂直入射平面电磁波将被完全吸收,当PIN二极管均处于“导通”状态, 其谐振频率分别移至 4.6 GHz 和 11 GHz, 在原有两个频点会呈现出全反射状态. 图 3(a), (b)为二极管全“截止”时 FSS单元表面电流分布情况, 图3(c), (d)所示为二极管全“导通”时单元表面的电流分布. 可以看出当二极管处于全“截止”状态时, 3.9 GHz 和10.6 GHz频率下电流幅值较强, 对应着FSS吸波状态响应; 当二极管处于全“导通”状态时, 3.9 GHz和10.6 GHz频率下电流幅值较弱, 对应着FSS反射状态的响应. 如图 4(a), (b)分别为 3.9 GHz 下 FSS单元全“导通”和全“截止”状态下的RCS图, 在主反射方向上相差 14 dB; 图 4(c), (d)为 10.6 GHz下FSS单元两种状态的RCS图, 在主反射方向上相差7 dB, 这表明当二极管处于全“截止”状态时,单元在所设计的S与X频带具有很好的RCS缩减效果.

表 1 通孔 1, 2, 3, 4 的电压变化, 可重新配置FSS的吸波器状态Table 1. Reconfigurable FSS based absorber unit cell with the change of the voltage of via holes 1, 2,3, and 4.

图 2 FSS 单元反射系数的仿真结果Fig. 2. Simulated reflection coefficients of the proposed dual-band reconfigurable FSS unit cell.

图 3 单元二极管全“截止”状态时表面电流分布 (a) 3.9 GHz, (b) 10.6 GHz; 单元二极管全“导通”状态时表面电流分布(c) 3.9 GHz, (d) 10.6 GHzFig. 3. Surface currents distribution of the FSS unit cell with PIN diodes all at “off” states at (a) 3.9 GHz and (b) 10.6 GHz; surface currents distribution of the FSS unit cell with PIN diodes all at “on” states at (c) 3.9 GHz and (d) 10.6 GHz.

图 4 单元的二极管全“截止”状态时频率为 (a) 3.9 GHz, (c) 10.6 GHz 的 RCS; 单元的二极管全“导通”状态时频率为(b) 3.9 GHz, (d) 10.6 GHz 的 RCSFig. 4. Simulated two-dimensional RCS of the FSS unit cell with PIN diodes all at “off” states at (a) 3.9 GHz and (c) 10.6 GHz;two-dimensional RCS when with PIN diodes all at “on” states at (b) 3.9 GHz and (d) 10.6 GHz.

2.2 可重构的FSS吸波器

利用2.1节中设计的FSS单元, 设计了规模为 20 × 10 的双频带电可调 FSS 阵列. FSS 阵列的尺寸为 500 × 250 mm. 对于每个 FSS 单元, 嵌入6个PIN二极管可实现谐振频率的可重构, 结果阵列总共使用了1200个PIN二极管和800个贴片电感, 其中贴片电感保证圆环和交叉偶极子间直流电流的导通, 如图5(a)所示, 对于FSS阵列上面每个单元都可以通过FPGA进行编码. 利用编码可以独立切换每个单元的PIN二极管导通与截止状态, 实现单元吸波与反射的调控, 阵列的RCS大小可以通过编码单元的工作状态实时调控.

图 5 RCS 实时可调的 FSS 吸波器 (a) 可重构 FSS 吸波器系统包括 FSS 吸波器, FPGA, 状态编码的 PIN 开关; (b) 偏置网络Fig. 5. Reconfigurable FSS absorber with real-time coding RCS: (a) System of the reconfigurable FSS absorber including FSS absorber, programmable FPGA, and coding for the states of switchable PIN diodes, inset is a fabricated unit cell; (b) biasing network for PIN diodes embedded in the meander cross (MC) and angular ring (AR) of the unit cells.

偏置网络的设计对于可重构的FSS吸波器是十分重要的[6,24], 通过偏置网络可以控制每个单元上PIN二极管的偏置电压, 保证每个单元的状态都可独立控制以实现RCS调控. 图5(b)显示了动态伪装FSS阵列的偏置网络. 如图1(b)和图5(b)所示, 对于每个FSS单元, 需独立控制4个通孔的电压, 才能实现单元不同状态间的切换, 因此, 需要通过FPGA配合所设计的偏置网络同时对800个通孔的电压进行调控, 才能实现阵列上每个单元的独立控制. 为了降低偏置网络以及控制系统的复杂性, 将 4 个 74 LV4094 PW 8 位移位寄存器级联成一个集成芯片, 来控制 8 个 FSS 单元. 这样, 可以通过25个集成芯片和一个可编程FPGA来控制200个单元的状态, 从而得到RCS电可调的FSS阵列,所提的调节过程将在下面进行详细介绍. 此外, 连接到圆环的LED灯的状态与FSS单元的PIN二极管处于全部截止状态对应, 这将确保调试和测试过程更加直观.

3 结果与讨论

3.1 可重构FSS吸波器双站RCS的仿真

对于FSS吸波器, 获得期望的RCS大小, 可以通过优化阵列上单元的通断状态来实现. FSS阵列由M×N个大小相等, 周期为p的超表面单元组成, 当平面波垂直入射时, 散射场Etotal可以看作每个基本单元场的叠加[29]:

其中,Em,n(θ,φ) 为周期边界条件下第 (m,n) 个单元的散射场,φ(m,n) 为单元的反射相位,D是单元的周期,φ和θ是球坐标系下的方位角与极化角,k为波数.

由散射场叠加公式可以看出, 通过将两种不同状态的FSS单元进行组合, 可以容易地预测出FSS阵列的散射场. 值得指出的是, PIN二极管处于全部截止状态时的单元定义为“0”, PIN二极管处于全部导通状态时的单元定义为“1”. 然后可以将整个FSS阵列通过二进制编码矩阵表示为

利用遗传算法对二进制编码矩阵进行优化, 可得到目标的散射场[3,4]. 适应度函数定义为

Etarget(θ,ϕ)是目标散射场,E(θ,ϕ) 是由解析公式(1)式求得的散射场. 为了减少全波仿真的计算量,只对1/4的FSS阵列状态进行优化, 利用对称边界条件可以有效地对整个FSS阵列进行仿真. 因此, 在优化过程中只考虑FSS吸波器上1/4的单元(共50个单元).

为了验证FSS吸波器可通过阵列上编码单元的状态实现可重构RCS, 本设计对主反射方向(q=0°,j= 0°)的散射场进行了优化. 优化目标是主反射方向的双站 RCS. 在 3.8 GHz 时, 来自主反射方向的 RCS 目标为 10dB, 5dB, 0dB, 而在 10.5 GHz时, 目标为 20dB, 15dB, 5dB. 阵面优化结果的频点与单元吸收的频点会有一些偏移, 这主要是因为计算单元是在理想的周期边界条件下进行的, 而阵面中的单元不满足这种条件. 从图6和图7可以看出, 采用全波仿真和解析公式(1)计算得到的FSS吸波器在优化后的双站RCS, 特别是在主反射方向上有很好的一致性, 如图8所示, 给出了优化阵面的RCS, RCS仿真结果与图6和图7中的计算结果一致, 阵面 RCS 在j= 0°和j= 90°均具有较好的对称性. 仿真的RCS结果能够较好地达到优化目标, 验证了本文的优化过程的正确性.

3.2 测试结果与讨论

图 6 在 3.8 GHz 频率下双站 RCS 的全波仿真结果, 当优化 1/4 阵列的状态矩阵时, 主反射方向 ( θ =0◦,ϕ =0◦) 的 RCS 为 (a) 10dB,(b) 5dB, (c) 0dB, (d) 1/4 阵列的优化状态Fig. 6. Full-wave and analytical method simulated bistatic RCS of the reconfigurable FSS absorber at 3.8 GHz. The RCS is manipulated to be (a) 10dB, (b) 5dB, and (c) 0dB at the main reflection direction ( θ =0◦,ϕ =0◦) , when optimizing the states matrices as in (d) of the unit cells of a quarter of the screen.

图 7 在10.5 GHz 频率下双站RCS 的全波仿真结果, 当优化 1/4 阵列的状态矩阵时, 主反射方向 ( θ =0◦,ϕ =0◦) 的RCS 为 (a) 20dB,(b) 15dB, (c) 10dB, (d) 1/4 阵列的优化状态Fig. 7. Full-wave and analytical method simulated bistatic RCS of the reconfigurable FSS absorber at 10.5 GHz. The RCS is manipulated to be (a) 20dB (b) 15dB, and (c) 10dB at the main reflection direction ( θ =0◦,ϕ =0◦) , when optimizing the states matrices as in (d) of the unit cells of a quarter of the screen.

20 × 10的FSS阵列样件实物测试图如图9(a)所示, 收发喇叭天线与矢量网络分析仪相连, 用来测量FSS吸波器的单站RCS. 如图9(b)所示, 为了保证测试结果不失一般性, 选择了FSS阵列呈全部截止状态, 3/4的FSS阵列呈截止状态, 1/2的FSS阵列呈截止状态, 1/4的FSS阵列呈截止状态, 以及FSS阵列呈全部导通状态这五种排布方式进行测试. 在 2.9—3.7 GHz 和 9.7—11.1 GHz频带测量的单站RCS. 如图10所示当所有的单元都处于“1”状态时, 其最大反射性能与导体平面相似, 而随着处于“0”状态的单元数量的增加, RCS逐渐减小. 在 3.2 和 10.3 GHz 下, 通过 FPGA 控制导通/截断两种单元所占比例, 在3.2和10.3 GHz处, FSS阵列的单站RCS呈现一个动态浮动的状态, 浮动范围在分别在 33 dB 和 26 dB 左右.

图 8 双站 RCS 全波仿真结果. 当优化 1/4 阵列的状态矩阵时, 主反射方向 ( θ =0◦,ϕ =0◦) 的 RCS 在 3.8 GHz 频率下为 (a) 10 dB,(b) 5 dB, (c) 0 dB; 在 10.5 GHz 频率下为 (d) 20 dB, (e) 15 dB, (f) 10 dBFig. 8. Full-wave simulated two-dimensional RCS of the reconfigurable FSS absorber. The RCS from the main reflection direction(θ =0◦,ϕ =0◦) is optimized to be (a) 10 dB, (b) 5 dB, and (c) 0 dB at 3.8 GHz; the RCS is optimized to be (d) 20 dB, (e) 15 dB,and (f) 10 dB at 10.5 GHz.

图 9 双频可重构 FSS 波收器的测量 (a) 单站 RCS 的测量设置; (b) 图 7 中测量的 FSS 阵列的 4 种状态Fig. 9. Measurement of the proposed dual-band reconfigurable FSS absorber: (a) Measurement setup for the monostatic RCS;(b) four states of the FSS screen measured in Fig. 7.

图 10 (a) 2.9—3.7 GHz, (b) 9.7—11.1 GHz 范围内 FSS 吸波器单站 RCS 测量值, 可调节 RCS 范围分别为 33dB 和 26dB.Fig. 10. Measured monostatic RCS of the FSS absorber within (a) 2.9 to 3.7 GHz and (b) 9.7 to 11.1 GHz, ranges of 33dB and 26dB tunable RCS are obtained.

表2列出了本文中的设计与其他论文中提出的FSS吸波器的性能比较. FSS阵列上所有的单元处于“0”的状态 (3.2 和 10.3 GHz)和“1”的状态(4.8 和 11.0 GHz), 吸收峰会有变化. 可重构 FSS吸波器可进一步通过优化状态矩阵的单元状态来实现更好的实时调控RCS. 文中提出的吸波器的厚度相对于其他工作中的要厚一些, 这是由于在FSS的金属底板下外加偏置网络所造成的.

表 2 与现有可重构基于FSS的吸波器的比较Table 2. Lists of the comparison with existing published reconfigurable FSS based absorber.

4 结 论

本文中, 提出了一种具有实时调控RCS功能的FSS吸波器. 设计了加载二极管的双频带可调单元, 通过切换二极管工作状态, 改变单元的谐振点, 实现双频带吸波状态调控. 通过优化FSS阵列上每个单元的状态, 可以实时控制FSS吸波器的散射场. 在 3.2 GHz 和 10.3 GHz 下, 通过编码 FSS阵列上单元的状态, 实现了33dB和25dB变化范围的单站RCS. 全波仿真和解析算法都证明了所提优化方法的有效性. 与其他文献报道的FSS吸波器相比, 性能良好, 验证了本设计的正确性.