H桥多电平逆变器的新型调制

胡文华, 谭光辉, 章超凡

(华东交通大学 电气与自动化工程学院, 江西 南昌 330013)

多电平逆变器因其电压变化率低、谐波特性好[1-2]而逐渐成为电力电子领域研究的热点,目前被广泛应用于电机驱动[3-5]、柔性交流输电[6]、新能源发电[7-8]和静止无功补偿器[9-10]等领域.

应用于级联H桥(CHB)[11]多电平逆变器的常用调制方法有载波移相调制(CPS-PWM)[12]、载波层叠调制(LS-PWM)[13]、特定谐波消除法(SHE)[14]和空间矢量调制法(SVM)[15],其中载波层叠调制根据载波相位的不同又可分为同相层叠(PD)[16]、正负反相层叠(POD)[17]和相邻反相层叠(APOP)[18].

相比于载波移相调制,同相层叠PD调制开关损耗更低且输出线电压谐波特性更好,但级联单元间的输出功率不均衡,从而引起级联单元间充放电不平衡、直流电源利用率不一致、增加系统维护成本.为了解决PD调制法单元间功率不均衡这个问题,陈冲等[19]提出一种基于控制度组合的新调制策略,通过对载波在纵轴方向排列方式的调整,实现了逆变器单元间功率的基本均衡,但输出电压总的谐波畸变率还是较大.Tolbert等[20]通过对调制波的周期轮换来解决功率不均衡问题,但有调制比须小于0.5的限制.Angulo等[21]利用输出电压冗余特性,将CHB输出电压在每个周期中分为多个部分,再由各单元轮流输出,改善了功率不均衡问题,实现了单元间的充电与放电间的平衡,但仅适用在低调制比的情况下.李继华等[22]提出一种矢量控制方法,融合载波移相与同相层叠两者优点,进行电压矢量重构调整,实现了CHB功率均衡,但所用方法复杂,输出电平多时控制难度大.

本文以四单元级联H桥多电平逆变器为研究对象,提出一种新的优化调制策略,使得逆变器各单元的输出功率均衡,且开关管的最高开关频率降为原来的1/2,降低了开关损耗；优化调制策略比传统PD调制需要的三角载波数量更少,调制更简单.

1 逆变器拓扑及其PD调制策略

1.1 四单元级联逆变器拓扑

如图1所示为四单元级联H桥逆变器拓扑结构,每个单元都有独立的直流电压源供电,图中四个直流电压源电压相等,都为E,各单元交流侧输出电压满足：

Vo=Vo1+Vo2+Vo3+Vo4

(1)

本文定义CHB四个单元的状态函数Kij为

(2)

式中:j=1代表单元左侧开关管;j=2表示右侧开关管.

各单元交流侧输出电平Voi与状态函数Kij有如下关系:

(3)

设开关函数Ki=Ki1-Ki2,则式(3)对应的另一种形式为

(4)

从而Voi=EKi,逆变器的输出电压为

(5)

表1是不同开关函数下对应的逆变器输出电压，可知四单元混合级联H桥逆变器的输出电压Vo有±4E、±3E、±2E、±E和0 共九种电平.

表1 不同开关函数下的输出电压Tab.1 The output voltage corresponding to different switching functions

为了避免引起能量环流,表1中去掉了Voi电压极性相反的状态.从表1中可以看出,输出电压的电平可由超过一种的开关状态实现,这种冗余开关状态使得逆变器的开关方式设计变得更加灵活.

1.2 PD调制策略

对于传统PD调制策略,m电平的H桥级联逆变器,需要(m-1)个三角载波,而对于九电平四单元CHB逆变器,需要8个三角载波.传统PD调制策略的原理如图2所示,Vc1～Vc8为8个相位和频率都相同的三角载波,即同相层叠三角载波,各个H桥单元对应的一对三角载波在X轴两侧以对称形式分布,调制波Vref的表达式为

Vref=4Msinωt

(6)

式中：M为调制比.

传统PD调制法中开关频率可分为平均开关频率和最高开关频率,其最高开关频率与载波频率相等,而平均开关频率按每个周期来计算可定义为

fa=hfm

(7)

式中：h为开关管在一个周期内产生的脉冲数目；fm是调制波频率.载波移相调制法的最大开关频率和平均开关频率相等,都等于载波频率,在PD调制法中,最大开关频率与平均开关频率并不相等.例如图2所示,调制波频率为50 Hz,载波频率为1 050 Hz,四个单元的最高开关频率都为1 050 Hz,单元1、2、3、4的开关管在每个周期产生脉冲数目分别为4、2、2、1,按照式(7)可得四个单元的开关管对应的平均开关频率分别为200、100、100、50 Hz,从而可以知道传统PD调制法的各单元的平均开关频率显著不同,而这种差异会随着载波比的增大而加剧.

传统PD调制法在同等条件下的输出电压波形在谐波特性方面最优,但各单元开关管的平均开关频率的不同会导致各单元发热不均匀及开关损耗不同,从而影响逆变器的可靠性和寿命,与此同时各单元的输出功率的不均衡会使得逆变器的直流电源利用率不一致并存在充放电不平衡的问题,因此有必要对传统PD调制策略进行一定的优化.

2 对传统PD调制策略的优化调制

对于上述存在的问题,本文提出一种新的调制策略,新调制策略对传统PD调制进行了优化,使得最高开关频率降为原来的一半,从而减少开关损耗,且全部开关管的工作频率相同,各单元输出功率均衡,散热分布均匀,新调制策略有比载波移相调制法更好的输出波形质量.

先对调制波的波形幅值进行调整,调整公式为

(8)

式中：Vm为调整后的调制波,波形调整原理见图3,这样三角载波的数量由原来8个减少到1个,设置新三角载波频率为原三角载波频率的一半.

图4是对传统PD调制策略进行一次优化后的调制原理图,各单元的开关管控制原理为当调制波Vm>Vc时,开关管K11导通；-Vm>Vc时,K12导通；初始调制波Vref>3时,K41导通；Vref<-3时,K42导通；初始调制波Vref>2时,K21导通；Vref<-2时,开关管K22导通；初始调制波Vref>1时,K31导通；Vref<-1时,K32导通.

图4的输出电压波形与图2基本一致,所以两种方法的逆变器的等效开关频率基本相同,由于载波频率降为原来的一半,所以逆变器的最高工作频率也降为了原来的一半,各单元各自的四个开关管频率一致.在同时实现逆变器输出九电平的条件下,传统PD调制法需要1个调制波和8个三角载波,而新调制策略只需要1个三角载波和2个调制波,故一次优化调制策略需要的三角载波数量更少,使得调制更加简单.但由于一次优化调制策略中只有单元1的控制是载波调制,而单元2、3、4开关管的控制是阶梯波调制,所以各单元之间的开关频率还是差异较大,这样就还存在单元之间的功率不均衡和各单元间的开关损耗不均的问题,为了解决这种问题,本文在一次优化调制的基础上提出了一种基于四分之一周期轮换的功率均衡控制方法,其调制原理如图5所示.

如图5所示,把调制波在一个周期中分成4个区域,各区域采用4种不同的调制方式分别进行循环调制,4种调制方式如下：

方式Ⅰ:调制波Vm>Vc时,K11导通,否则关断；-Vm>Vc时,K12导通，否则关断；初始调制波Vref>3时,K21导通,否则关断；Vref<-3时,K22导通,否则关断；Vref>2时,K31导通,否则关断；Vref<-2时,K32导通；Vref>1时,K41导通,否则关断；Vref<-1时,K42导通,否则关断.

方式Ⅱ:初始调制波Vref>1时,K11导通,否则关断；Vref<-1时,K12导通，否则关断；Vm>Vc时,K21导通；-Vm>Vc时,K22导通；Vref>3时,K31导通,否则关断；Vref<-3时,K32导通；Vref>2时,K41导通；Vref<-2时,K42导通,否则关断.

方式Ⅲ：初始调制波Vref>2时,K11导通,否则关断；Vref<-2时,K12导通；Vref>1时,K21导通；Vref<-1时,K22导通；调制波Vm>Vc时,K31导通；-Vm>Vc时,K32导通；Vref>3时,K41导通；Vref<-3时,K42导通,否则关断.

方式Ⅳ:初始调制波Vref>3时,K11导通,否则关断；Vref<-3时,K12导通；Vref>2时,K21导通；Vref<-2时,K22导通；Vref>1时,K31导通；Vref<-1时,K32导通；Vm>Vc时,K41导通；-Vm>Vc时,K42导通,否则关断.

如图5所示,4个区域间的调制波存在对称性,所以当载波频率远远大于调制波频率时,开关管驱动脉冲宽度将与单元输出电压脉冲宽度近似一致.设在方式Ⅰ下4个单元产生的驱动脉冲信号为Gq1、Gq2、Gq3、Gq4，方式Ⅱ下4个单元产生的驱动脉冲信号为Gq4、Gq1、Gq2、Gq3，方式Ⅲ下4个单元产生的驱动脉冲信号为Gq3、Gq4、Gq1、Gq2，方式Ⅳ下4个单元产生的驱动脉冲信号为Gq2、Gq3、Gq4、Gq1.设级联多电平逆变器采用的脉冲驱动信号Gq1、Gq2、Gq3、Gq4对应的4个单元输出电压脉冲为Eq1、Eq2、Eq3、Eq4;当逆变器全部单元按方式Ⅰ-Ⅱ-Ⅲ-Ⅳ以周期进行循环调制时,则在经过一个周期后4个单元输出电压如下式：

(9)

通过式(9)可以看出，在经过一个周期后4个单元的输出电压相等,从而实现了各单元的功率均衡.因此二次PD优化调制策略可以有效实现各单元的功率均衡和全部开关管的开关频率均衡,并且在优化调制策略下逆变器的最高开关频率降为原来的1/2,这也提高了逆变器的使用寿命和可靠性.

3 仿真实验研究

为了验证本文的优化调制策略在四单元级联H桥逆变器上控制效果的正确性,用Matlab/Simulink对四单元级联H桥逆变器进行仿真.仿真参数设置为：直流侧各单元输入电压都为80 V,调制波频率为50 Hz,调制比M为0.85,优化调制策略的载波频率fc为500 Hz,负载电感L为4 mH,电阻为25 Ω.

图6为逆变器4个单元开关管的驱动脉冲信号,可以看出各单元开关管的脉冲信号分布均匀.且由式(7)可以计算出每个周期0.02 s内的全部开关管的平均开关频率大致相等,约为150 Hz,由此可得优化调制策略能够有效均衡开关管的开关损耗.

图7为逆变器各仿真输出电压波形,Vo1、Vo2、Vo3、Vo4的基波幅值均为67.2 V,满足功率均衡,逆变器的输出电压为9电平PWM波形.

图8和图9分别是调制比为M=0.85、fc=1.4 kHz时传统PD调制策略和优化调制策略下逆变器输出电压的谐波分析图.从图中可以看出传统PD调制策略下THD为17.14%,优化调制策略下THD为15.58%,初步说明优化调制策略具有比传统PD调制策略更好的波形质量.

表2为全调制比范围内两种调制策略在等效开关频率相同时输出电压的THD.从表中可知在调制比0到0.85范围内,优化调制策略的输出电压THD都要比传统PD调制的低,故优化调制策略可在此大区间内具有比传统调制策略更好的输出波形,两种调制策略输出电压THD的分布曲线如图10所示.

表2 不同调制比时的输出电压THDTab.2 Output voltage THD under different modulation ratios

表3是调制比不同时在优化调制策略下逆变器各单元的输出功率.从表中可以看出,单元1和3的输出功率完全相等,单元2和4的输出功率也相同,四个单元的输出功率也基本相等,故本文所提的PD优化调制策略在全调制比范围内实现了逆变器各单元的功率平衡.

表3 调制比不同时各单元输出功率Tab.3 Output power of each unit when the modulation ratio is different /W

4 结论

传统PD调制法应用在四单元CHB逆变器时开关管平均开关频率差别较大,各开关管损耗不一致,各单元输出功率不均衡,为此本文对传统PD调制进行优化,提出了一种基于1/4输出周期载波循环的功率控制方法,理论分析与仿真表明：

1) 新调制方法使得开关管的最高开关频率降为原来的一半,降低了开关损耗,且在等效开关频率相同时输出电压波形质量较传统PD调制更优.

2) 优化调制策略比传统PD调制需要的三角载波数量更少,使得调制更加简单.

3) 将各单元的触发脉冲信号以1/4周期为单位进行轮换,经过一个周期以后实现了各个单元的功率均衡,同时各个单元的开关损耗和工作应力相同,提高了系统的使用寿命和可靠性.