一种高效率逆F类Doherty射频功率放大器

尹希雷 李军 代法亮 文化锋 刘太君

【摘  要】为了进一步提高射频功放的输出能力，基于GaN HEMT功率器件，采用平衡式结构设计了一款工作频率为3.3 GHz—3.6 GHz的高效率逆F类Doherty结构射频功放。参照功放管的寄生参数等效电路网络，为获得逆F类功放理想的开关特性，设计了具有寄生参数补偿作用的谐波控制网络来抑制功放输出端的二次、三次谐波，同时结合Doherty功放结构特点，使其在6 dB功率回退的情况下仍具有较高的输出效率。仿真后，可得到其在3.3 GHz～3.6 GHz工作频带内的输出功率在40.4 dBm～41.8 dBm内，PAE为66%～77%，最大DE达到82.6%，功率回退6 dB处，功放的DE仍在69%左右，增益平坦度约为±1.5 dB。

【关键词】逆F类;Doherty;寄生补偿;谐波控制;高效率

In order to further improve the output capability of RF power amplifier， this paper uses GaN HEMT power device and adopts balanced structure to design a high efficiency inverse F-class Doherty RF power amplifier with the working frequency of 3.3-3.6 GHz. According to the parasitic parameter equivalent circuit of the power amplifier tube， the inverse-F harmonic control network with parasitic parameter compensation is designed to suppress the second and third harmonics of the output end of the power amplifier， and the combination with the structural characteristics of Doherty amplifier achieves the high output efficiency of the inverse-F power amplifier even with the 6 dB power back-off. After the simulation， the output power of the amplifier in the working band of 3.3-3.6 GHz is 40.4-41.8 dBm， the PAE （power added efficiency） is 66%-77%， the maximum DE （drain efficiency） is 82.6%， the DE of the amplifier is still about 69% with 6 dBm power back-off， and the gain flatness is about ± 1.5 dB.inverse class-F; Doherty; parasitic compensation; harmonic control; high efficiency

0   引言

无线通信技术的发展日新月异，特别是当下5G技术的推进，要求通信系统具备应对高频谱利用率和高速数据传输的能力。为了保持较高的效率且拥有较好的线性度，对功率回退后仍然具有较高效率的逆F类Doherty功放（PA， Power amplifier）的研究具有十分重要的价值[1-2]。

目前，无论是针对开关功放或是Doherty结构功放的研究都已发表了诸多成果，但是关于面向5G频段将逆F类功放与Doherty结构功放相结合的文献相对较少。同时，随着微电子技术的不断进步，以GaN为代表的第三代半导体工艺因其具有高电子饱和漂移速度、高击穿电压、更高的功率密度等优点[3-4]，颇受业内人士好评。致使相同功率下，基于GaN工艺的HEMT能够极大地缩小尺寸，节约空间。同时，其匹配电路设计更加容易，大大降低了开关损耗，提高了开关切换速度和切换效率[5]。

本文采用GaN工艺的晶体管CGH40010F，在其输出端匹配电路中加入具有寄生补偿作用的谐波控制网络，结合Doherty结构的特点，仿真设计了逆F类Doherty射频功率放大器，本功放能够有效地控制二、三次谐波，对漏极输出电流电压波形起到整形的作用[6]，从而在确保功放具有较好线性度的同时亦具有较高的输出效率。

1   高效逆F类Doherty功放原理

在开关模式功放中，有必要在几个谐波频率下控制放大器输出端的阻抗。在逆F类中，漏极处的电流和电压理想的波形分别近似方波和半正弦波。由于这正弦波和方波波的谐波含量不同，除基波外，在所有频率下这两种波的乘积都为零。理想情况下，时域电流和电压波形在整个RF周期内不会重叠，从而晶体管能够进行高效率输出，器件的功耗理论上为零。为了获得逆F类功放的理想波形，必须控制所有谐波阻抗。半正弦波只包含偶数次谐波，因而功放在偶次谐波下进行开路处理。另一方面，为了漏极电流近似方波，所有奇次谐波应进行短路处理。

对于逆F类放大器来说，随着工作频率的提高，晶体管内部与管脚处产生的寄生参数对功放输出性能影响不容忽略。比如晶体管漏源寄生電容Cds、漏极串联等效电感Ld等寄生参数，受寄生参数对晶体管输出端的影响，管脚处所能观测到的漏极电压和电流波形与内部漏极处波形有较大的差异。若采用传统的方法忽略寄生参数将谐波控制网络直接接在晶体管输出端，则会导致偶次谐波阻抗点偏离Smith图开路点，奇次谐波阻抗点偏离源图短路点，导致功放的输出效率较低[7]。因而，是否对晶体管片上漏极及管脚漏极处的寄生参数予以补偿，对所设计的谐波控制网络电路性能的优劣至关重要。

CGH40010F有源器件输出等效电路模型如图1所示，图中D点表示晶体管电流源层面的漏极管脚，P点表示晶体管封装层面漏极管脚[8]。在P点处加入具有寄生补偿作用的谐波控制网络，使得D点出的阻抗条件与逆F类理想阻抗条件相吻合。考虑到需要控制电路的复杂性及版图尺寸，只对二次和三次谐波分量加以抑制，更高次的谐波分量对功放输出影响甚微，可不作考虑。

谐波控制网络图如图2所示，具有寄生补偿的逆F类功放的谐波抑制网络由微带线TL1、TL2、TL3和TL4组成，TL1和TL3的主要作用是对寄生参数进行补偿。点D、点C间的λ/4微带线TL2在点C处实现二次谐波的短路处理（2S），点E、点F间的λ/12开路微带线TL4在点E处实现三次谐波的短路处理（3S），在此基础上，得益于微带线TL1及TL3的阻抗Z1和电长度θ1、θ2具有较强的灵活性，在实现寄生补偿功能的同时还兼具阻抗变换的功能[9]。

依据相关的晶体管手册及文献可知Ld=0.55 nH，Cds=1.32 pF[10]。通过综合考虑功放的工作频率范围、功放管输出端的引脚大小、板材参数、输出端电流载荷能力以及版图面积等因素，选取Z1=22 Ω作为微带线TL1和TL3特征阻抗。之后，通过前文的式（2）和（4）并带入Z1值，即能够求解出串联微带线TL1的θ1的值和微带线TL3的θ2的值，在已知两段微带线电长度的基础上进行仿真优化得出θ1和θ2最佳值，进而完成功了对于功放输出端谐波控制电路的设计，且其具有一定的寄生参数补偿作用。

将设计完成的功放分别设置不同的栅极电压并记为PA1和PA2，其中PA1作为的主功放（载波功放），PA2作为辅功放（峰值功放），如图3所示。当输入功率较小没有达到峰值功率时，在Doherty结构功放中只有PA1处于工作状态，当输入功率进一步增加直至到达峰值功率，PA2才打开，并开始工作。通过利用负载牵引技术能够合理地应对由于峰值功放开始工作后负载端的电阻发生的变化，为功放提供合适的负载阻抗以实现高效率功率输出。当输入驱动电压Vin从Vmax减小到Vmax/2，Doherty的PA1和PA2阻抗分别从RPA到2RPA和从RPA到无穷大进行相应的调制，当驱动电压Vin=Vmax时，即主、辅功放同时导通，Doherty结构中的PA1和PA2阻抗分别从2RPA到RPA和从无穷大到RPA进行相应的调制，通过这种负载调制，实现了6 dB回退下的高效率。该Doherty结构输出负载调制主要有两段50 Ω、电长度可调节的微带线TL1和TL2，一段50 Ω的λ/4的微带线TL3和35.4 Ω的λ/4的微带线TL4[11-12]。

2    高效逆F类Doherty功放仿真设计

2.1  逆F类功放谐波控制网络的仿真优化

具有寄生补偿的逆F类谐波控制电路的仿真如图4所示，一端口处的并联电容和串联电感等效为功放晶体管的寄生参数网络。逆F类谐波控制电路的S参数仿真结果如图5所示，二次谐波分量（6.9 GHz）在smith图中近似呈现开路，三次谐波分量（10.35 GHz）在smith图中近似呈现短路状态，能够证明本文设计的具有寄生参数补偿作用的谐波抑制网络能够使得晶体管点D处达到逆F类功放理想的阻抗条件，能够有效地实现对功放二、三次谐波分量的控制。

2.2  高效率逆F类功放的仿真优化

本文采用的晶体管为GaN HEMT CGH40010F，使用ADS（Advanced Design System，先进设计系统）仿真软件仿真设计了工作频段为3.3 GHz—3.6 GHz（取其中间频率3.45 GHz作为中心频率）的逆F类功放。将本设计中功放的漏极偏置电压设置为28 V，栅极偏置电压分别设置为-3.1 V。

根据设计频段的要求，选取3.45 GHz作为匹配电路的中心频率。采用Rogers 4003C板材，其板材各项参数分别设置为介电常数εr=3.38、基板厚度H=0.508 mm、敷铜厚度h=0.035 mm。使用ADS仿真软件中源牵引和负载牵引模块，分别仿真牵引出加入谐波控制网络后晶体管的最佳负载阻抗和源阻抗。通过ADS软件中Smith图匹配工具将最佳源、负载阻抗分别将其匹配至50 Ω，其中TL32、TL33、TL34电容C20（见图4）共同构成了输出端基波匹配电路。

对功放进行整体电路优化及仿真后，可得到的功放漏极的电压电流时域波形图，如图6所示。可以看出时域电流和电压波形在整个RF周期内不重叠，从而晶体管能够进行高效率输出，器件的功耗理论上为零，表明本文设计的在补偿寄生参数情况下的谐波控制网络能对二次及三次谐波起到理想的控制效果，与逆F类功放工作原理相吻合。

3   逆F类Doherty功放仿真设计

根据上节仿真分析，采用对称结构将栅极电压设置为-3.1 V的PA1作为Doherty结构功放的载波功放，将栅极电压设置为-5 V的PA2作为Doherty结构功放的峰值功放。漏极偏置电压统一设置为28 V，仿真原理图如图7所示，其中微带线长度单位为mm。

使用ADS中谐波仿真功能对逆F類Doherty功放进行仿真分析。如图8所示，在3.3 GHz—3.6 GHz的工作频带内，增益大于12.5 dB，输出功率在41.6 dBm以上。饱和DE（Drain efficiency，漏极效率）可达到82.6%，在功率回退为6 dB的范围内，功放具有69%以上的DE。

利用谐波频率扫描仿真，仿真结果图如图9所示。当输入功率为28 dBm时，在3.3 GHz—3.6 GHz工作频带内，增益为12.4～13.8 dB，增益平坦度在-1.5～+1.5 dB之内，DE大于70%，最高可达到82.6%，PAE（Power Added Efficiency，功率附加效率）均大于66%，输出功率为41 dBm左右。

4    结束语

本文选用型号为CGH40010F的GaN HEMT晶体管，结合了逆F类功放高效率和Doherty结构功放高线性度的特点设计仿真了一款高效率逆F类Doherty功率放大器。在3.3 GHz—3.6 GHz频带内的PAE为66%～77%，最大DE达到82.6%，输出功率为40.4～41.8 dBm，功率回退6 dB，功放的漏极效率仍在69%左右，增益平坦度约为±1.5 dB。

参考文献：

[1]   PARK J C， KIM D， YOO C S， et al. Efficiency enhancement of the doherty amplifier for 3.5 ghz wimax application using class-f circuitry[J]. Microw Opt Technol Lett， 2010，52（3）： 570-573.

[2]    王洋，刘太君，叶焱，等. 逆F类高效氮化镓Doherty射频功率放大器设计[J]. 微波学报， 2014，30（6）： 64-68.

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[9]    S Y， H T， N T. Highly efficient feed-forward amplifier using a Class-F Doherty amplifier[C]//Microwave Symposium Digest， 2003 IEEE MTT-S International. IEEE， 2003.

[10]   尤覽，丁瑶，杨光，等. 采用寄生补偿的高效率逆F类GaN HEMT功率放大器[J]. 微波学报， 2011，27（5）： 50-54.

[11]   F X H， C K K M. Extension of High-Efficiency Range of Doherty Amplifier by Using Complex Combining Load[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques， 2014，62（9）： 2038-2047.

[12]   F X H， L H Y， C K K M. Extended Efficiency Range， Equal-Cell Doherty Amplifier Design Using Explicit Circuit Model[J]. IEEE Microwave and Wireless Components Letters， 2017： 1-3.