基于交错并联的Π型五电平逆变器电路的仿真研究

2020-04-15王伟

机电设备 2020年1期

王伟

（中国舰船研究设计中心，武汉 430064）

0 引言

目前，大功率多电平功率转换是电力电子的热门研究方向。随着光伏电池侧输入电压的升高以及对于逆变器的传输效率和功率密度的需求的不断提升，近年来业界对于多电平逆变器的研究已经从原来单一的三电平转向五电平、七电平等更多电平数的拓扑。同时，SiC功率器件性能的提升，为各种拓扑和调制算法的实现提供了可能性。

二极管箝位型五电平是较为传统的五电平拓扑，其拓扑如图1所示。佘致廷等[1]介绍了二极管箝位型五电平的控制策略；高跃等[2]介绍了二极管箝位型五电平电容电压平衡策略。

图1 传统二极管箝位型五电平拓扑

一些不同于以往的五电平拓扑同样引起了重视。一项专利中介绍了一种单向五电平拓扑[3]，如图2所示。从结构上看，它是某种意义上的三电平和二电平拓扑的并联。

二极管箝位型五电平有控制复杂、功率器件多和导通损耗大的缺点，而其他新型的五电平拓扑又受限于单向拓扑，无法在三相并网应用中发挥其作用。因此，将视线转向基于交错并联的五电平拓扑是合理的。

本文主要介绍了一种基于交错并联的Π型五电平逆变器电路，包括它的拓扑结构、工作状态和仿真结果。这种拓扑的优点包括开关功率器件少、频率高、输出滤波器参数小等。

图2 一种单向五电平拓扑

1 电路简析

1.1 Π型拓扑

Π型五电平拓扑是双 BUCK电路的一种变形，结合图3和文献[4]，其可以视为双BUCK拓扑和交错并联技术结合的产物。与传统五电平拓扑相比，这种Π型拓扑减少了开关器件（从8个减少至4个，替换为功率二极管）、降低了导通损耗、降低了系统复杂度、简化了控制。利用耦合电感的交错并联，可使输出电流的频率上升为原来的2倍，而无源器件的取值可以降低，从而降低整体变换器的体积，实现功率密度的提升。

图3 Π型五电平拓扑

1.2 电路状态

Π型五电平拓扑根据其开关操作的不同，共可实现7种电路状态，如表1所示。

V1即电路状态1，如图4所示。开关管Q1和Q2闭合，Q3和Q4断开，使得b点和c点的电压均为+2E，即Vb=Vc=+2E，那么a点电压为+2E。同时，由于b点和c点的电压相同，励磁电流im不变。

表1 Π型五电平电路状态

图4 电路状态1

V2即电路状态2，如图5所示。开关管Q1、Q2和Q3闭合，Q4断开，使得b点电压为+2E，c点电压为0，那么a点电压为+E。同时，由于b点电压高于c点，励磁电流im增大。

图5 电路状态2

V3即电路状态3，如图6所示。开关管Q2闭合，Q1、Q3和Q4断开，使得b点电压为0，c点电压为+2E，那么a点电压为+E。同时，由于b点电压低于c点，励磁电流im减小。

V4即电路状态4，如图7所示。开关管Q2和Q3闭合，Q1和Q4断开，使得b点和c点的电压均为0，即Vb=Vc=0，那么a点电压为0。同时，由于b点和c点的电压相同，励磁电流im保持不变。

图6 电路状态3

图7 电路状态4

V5即电路状态5，如图8所示。开关管Q2和Q4闭合，Q1和Q3断开，使得b点电压为0，c点电压为-2E，那么a点电压为-E。同时，由于b点电压高于c点，励磁电流im增大。

图8 电路状态5

V6即电路状态6，如图9所示。开关管Q3闭合，Q1、Q2和Q4断开，使得b点电压为-2E，c点电压为0，那么a点电压为+E。同时，由于b点电压低于c点，励磁电流im减小。

图9 电路状态6

V7即电路状态7，如图10所示。开关管Q4闭合，Q1、Q2和Q3断开，使得b点和c点的电压均为-2E，即Vb=Vc=-2E，那么a点电压为-2E。同时，由于b点和c点的电压相同，励磁电流im不变。

图10 电路状态7

1.3 电路模态

如图11所示，输出电压可以在+2E～-2E的范围内波动。根据输出电压所在的范围，将其分为4个部分，分别为：+2E～+E、+E～0、0～-E和-E～-2E。

图11 电路模态

+2E～+E：存在V1、V2和V3三种状态，而输出电压Vout=2E×DV1+E×DV2+E×DV3。值得注意的是，为了保持励磁电流的稳定，不引起偏磁，DV2和DV3保持一致。同理，以下的DV5和DV6也保持一致。

+E～0：存在V2、V3和V4三种状态，而输出电压Vout=E×DV2+E×DV3+0×DV4。

0～-E：存在V4、V5和V6三种状态，而输出电压Vout=0×DV4+(-E)×DV5+(-E)×DV6。

-E～-2E：存在V5、V6和V7三种状态，而输出电压Vout=(-E)×DV5+(-E)×DV6+(-2E)×DV7。

2 仿真

2.1 调制方法

如图12所示，4个开关管的驱动信号采用正弦脉宽调制（Sinusoidal Pulse Width Modulation，SPWM）获得。其中，Q1的载波处于0～+1之间，Q2的载波处于-1～0之间。采用交错的方法，Q3和Q4的载波分别与Q1和Q2存在180°的相位差。同时，由于桥臂方向相反，Q3和 Q4的调制波与载波比较时也要相反，即调制波高于载波时，产生高电平，调制波低于载波时，产生低电平。