基于开关串联和延时驱动的高压方波脉冲源研究

饶俊峰， 唐正宇

（上海理工大学 机械学院，上海 200093）

近年来，随着脉冲功率技术的发展，脉冲发生器的应用也越来越广泛。高压脉冲在作用于DBD（dielectric barrier discharge）负载时，在一次放电结束外加电压的下降沿足够快的时候，仅靠阻挡介质上残留的电荷产生的电压，可使气隙再次击穿形成二次击穿放电，提高放电效率[1]。所以有着快速下降沿的高压方波脉冲更适合介质阻挡放电负载。在脉冲功率技术中常见的产生高压方波脉冲的方法是全固态Marx 发生器，它用半导体固态开关如IGBT（insulated gate bipolar transistor）代替传统Marx 的气隙火花开关，大大改善了高压脉冲参数的调制性和寿命。全固态Marx 方波脉冲源同样采用并联充电串联放电的原理[2]，各级电容通过放电管导通串联起来对负载放电形成高压脉冲[3-4]。这种方案的输出电压等级根据电路的级数和各级储能电容的耐压来决定。为实现高压输出，通常采用多级电路。但随着级数增多，整个电路回路变长，寄生电感增大，导致输出脉冲前沿变缓，且对驱动电路的同步性和可靠性要求更高。为避免级数过多，通常会采用提高单级开关管耐压的方法，但是半导体随着耐压的提高动态性能会变差，成本也会相应增加。半导体串联技术在提高开关管耐压的同时，可以保证其动态性能的稳定，这对形成快速高压脉冲前后沿是非常重要的。

1 主电路结构

半导体开关串联可以解决开关管耐压的问题，同时可以最大程度上简化电路，通过高压直流电源向一级高压电容充电，再通过对一组串联IGBT 开关导通关断的控制，就可以得到负载所需的高压脉冲。图1 为采用IGBT 串联技术的方波电路，T1为放电开关组，T2为截尾开关组，RL为限流电阻，C1为储能电容。主开关管IGBT 的型号为IXYH50N120C3D1，单管耐压1 200 V，常温下通流为90 A。它的工作原理是：高压直流电源HVDC 通过一个充电电阻给高压电容充电到设定电压幅值。控制串联IGBT 模块T1的导通和关断对电容电压进行斩波，对负载放电，形成高压脉冲。在T1完全关断的时候，让截尾开关管T2导通快速释放掉负载上的残存电荷，陡化脉冲后沿，从而输出高压方波脉冲。

图 1 采用开关管串联技术的高压方波脉冲源原理图Fig.1 Circuit of high-voltage square wave pulse generator using series switches

开关管串联的主要难点在于：

a. 均压要求高。每个IGBT 的制造工艺不可能完全一致，使得各个器件中一些关键参数如载流子的浓度、寿命、寄生电容大小不同，各个器件的开通速度存在差异。这些差异会造成串联的器件之间存在电压分配不均衡的现象，严重时会导致IGBT 因过压而损坏[5]。

b. 驱动信号的同步性要求高。信号不同步会导致开通较快和关断较慢的器件上瞬间过电压，严重时可导致IGBT 过压击穿损坏。

c. 浪涌过电压。由于电路中分布电感的存在，加之IGBT 开关速度较快，当IGBT 关断瞬间与之并接的反向恢复二极管逆向恢复时，就会产生很大的浪涌电压，有击穿IGBT 的风险。

解决这3 个问题的要点在于同步驱动和过压保护，可以通过在每级IGBT 集电极和发射极两端并联大电阻的方法实现静态均压。动态均压的研究分为两个方向：一是在IGBT 的CE 端并联缓冲电路，如RCD 缓冲电路[6-7]；二是对驱动信号进行跟踪控制，如栅极信号延迟法[8]、耦合变压器同步法[9]等。栅极信号延迟法需要在驱动电路中加入电压比较电路，增加了设计难度；耦合变压器同步法是将各级驱动用变压器耦合，保证驱动电流不发生变化。耦合变压器体积过大会对驱动电路的紧凑性造成影响，而且这种方法也没有解决各级串联IGBT 由于自身参数而导致的开通或关断存在延迟的问题。无源缓冲电路可以解决这两个问题，因为缓冲电路是一种被动的保护方法，它的作用就是在IGBT 的CE 端出现过压时来吸收过电压。

如图2 所示为RCD 缓冲电路，Rd是静态均压电阻。RS，CS，DS组成缓冲电路，CS吸收IGBT集电极和发射极之间的过电压，并在IGBT 导通时通过RS释放吸收的电荷。从静态均压的效果来看，Rd的阻值越小均压效果越好，但是消耗的功率也就越大。在实际应用中，Rd的选取需要进行综合考虑，可参考经验式（1）：

式中：Umax是单管IGBT 工作的最大电压；UDC是图1 中 HVDC 的充电电压；IS为IGBT 关断情况下的漏电流；VCE为IGBT 集电极发射极电压；n 为 串 联IGBT 个 数。Umax=kVCE（0

图 2 RCD 缓冲电路Fig.2 RCD snubber circuit

缓冲电路中，电容CS的值根据式（2）计算得到：

式中：IL为IGBT 最大安全工作电流（参考数据表）；Δtd为IGBT 导通或关断的延迟时间；ΔU=（1−k）·VCE。吸收电阻RS要在IGBT 导通的时间内将电容CS的电荷释放，RS的取值可参考式（3）。

式中，τ 为IGBT 一个频率周期内的导通时间。

通过图3 的测试电路，可以更清楚地说明RCD 缓冲电路的工作过程。如图3 所示，R1为测试电路的负载。为了减小电阻电感的影响，电阻两端并联快恢复二极管D1。为保护测试IGBT不被损坏，将两个串联IGBT 的工作裕量k 设置为0.5。根据IGBT 数据表信息，它们的最大工作电压为600 V。Rd，RS，CS的值可由式（1）～（3）算出。

图 3 RCD 测试电路Fig.3 RCD test circuit

测试过程是将Tq1和Tq2作对比，保持Tq1的驱动信号不变，将Tq2的驱动信号进行延时，人为地造成Tq2承受过压的情况。根据以往经验，IGBT 在承受过压不超过0.3 µs 持续时间的情况下是安全的，所以Tq2的延迟时间被设定为0.2 , 0.4 ,0.6 µs，实验结果如图4 所示。图4（a）是在没有RCD 缓冲电路的保护下，Tq2的CE 两端电压波形图。从图中可以看出，随着延迟时间的增加，Tq2所承受的过压是逐渐增加的，而且都超过了设定的阈值电压。图4（b）是在RCD 缓冲电路保护下，Tq2的CE 两端电压波形图。从图中可以看出，随着延迟时间的增加，CE 两端电压无过压情况产生，而且幅值保持在阈值电压以下。从测试的结果可以看出RCD 缓冲电路对过压的抑制作用。

图 4 Tq2 的CE 两端电压波形图Fig.4 Waveform of voltage at two ends of IGBT Tq2

从图4 还可以反映出延迟时间越长，RCD电路中电容吸收的电荷就越多，电源的效率受到影响。RCD 缓冲电路是一种被动的保护方式，只有在驱动信号不同步时才会工作。所以驱动电路的设计首先考虑的因素就是信号的同步性。

2 驱动电路

串联IGBT 由于导通的IGBT 存在管压降，所以各个串联IGBT 的发射极电位不同，必须采取同步隔离的驱动方式。常见的隔离驱动方式有3 种：光耦隔离驱动、变压器隔离驱动、光纤隔离驱动。光耦的隔离电压仅有几千伏，对于高压脉冲电源来说是远远不够的。而且光耦驱动芯片和光纤驱动还需要隔离供电，不适合应用在串联IGBT 的驱动中[10]。光纤隔离驱动响应速度快，隔离电压高，但价格昂贵，考虑到成本和实用性，串心磁环同步磁隔离驱动是最佳方案。

2.1 串心磁环隔离驱动电路

串心磁环隔离驱动，首先要考虑磁芯的选择问题。为了减少匝数，通常会选择高渗透性的材料。高磁通量摆幅的材料可以有利于减少磁芯截面和匝数，节省空间。具有较小矫顽力的磁芯可以降低一般工作状态的功率，考虑到电源的工作频率通常大于1 kHz，所以磁芯应该是具有良好高频特性的软磁材料。如硅钢在静态特性下具有较高的磁通摆动量，但工作频率不超过400 Hz，否则其磁通摆动量可能会突然下降[11]。本设计选用一种纳米晶磁芯来作为隔离变压器磁芯，其优点是有较高的磁通量摆幅、较低的矫顽力和剩磁[12]。

串心磁环隔离驱动电路如图5 所示。它由多个共原边的变压器来隔离驱动多个开关管。串联的公共原边保证了多路信号的同步性，原边的驱动信号电压将平均分给各个磁环副边驱动各级IGBT。驱动电路正常工作时原边驱动信号的幅值为各级IGBT 驱动电压之和乘以变压器变比。假设驱动电压为15 V，原副边匝数比为1∶4，十级IGBT串联，那么原边开通信号电压幅值为37.5 V。为了提供原边的驱动信号，这里采用如图6 所示的半桥电路来提供开通和关断信号。

图 5 共原边变压器隔离驱动Fig.5 Isolated driving circuit based on the same primary

工作原理是，直流电源持续给电容充电，充电电压根据IGBT 串联的级数适当调节。当开关管S1导通时，电容C1对原边放电产生开通信号；S2导通时，电容C2对原边放电产生关断信号。这种驱动方式把驱动功率都集中在串心磁环原边，解决了传统驱动芯片隔离供电的问题。各级串联IGBT 的驱动受同一原边控制，解决了信号同步性的问题。应用这种隔离变压器驱动需要避免磁芯饱和限制传输信号的脉宽。参考伏秒积公式：

式中：V0为脉冲幅值；Tw为脉宽；N 为变压器匝数；B0为临界磁通量，根据剩磁Br来确定；Aw为磁芯横截面积。

图 6 半桥电路Fig.6 Half-bridge circuit

由于磁芯尺寸的选择要充分考虑驱动电路所占空间，磁芯横截面积Aw和变压器匝数N 的值受到限制。如果串心磁环副边输出直接驱动IGBT，导通脉宽Tw将受到磁芯饱和的影响。为了获取更大输出脉宽，利用开关管门极电容电荷自维持原理可大大提高开关管的导通脉宽。

如图5 所示，磁环副边驱动模块可以实现开关管门极自维持功能[12]，具体工作原理是：当正向开通信号由变压器副边接入驱动模块，驱动模块将直接输出变压器端的开通信号驱动IGBT 导通；当信号进入死区，驱动模块相当于断路，IGBT的栅极电容失去放电回路，其电压自动维持，使得IGBT 持续导通；直到反向关断信号由变压器副边接入驱动模块，IGBT 栅极电容被反向充电到负压，IGBT 被关断。当关断信号结束后，栅极电容电压依然维持负压，保证IGBT 可靠关断[13]。

这种驱动电路可以有效解决磁芯饱和对脉宽的限制问题。图7 为实际电路中变压器副边的开通信号（黑色）和关断信号（蓝色）以及开关管的门极驱动电压（红色）。可以明显看出驱动电压在信号进入死区后，能通过门极电容继续维持。关断信号可以将门极电容充到负压，保证IGBT 的可靠关断。这时IGBT 的实际导通时间由开通信号和关断信号的相位差来决定，只需通过加大开通信号和关断信号之间的死区时间即可增大开关管的导通脉宽。

2.2 延时驱动电路设计

图1 中的截尾管T2仍由串联IGBT 组成，它的驱动要求与主放电开关管T1基本相同。在时序上，T2导通的时刻要在T1完全关断之后，否则可能造成放电管和截尾管直通短路。因为时序上的差异，要想实现截尾功能，还需要一路图6 所示的半桥驱动电路搭配串心磁环来驱动截尾管工作，这增加了整个电路的复杂程度和成本。如果将主放电管的关断信号作延时处理再驱动截尾管，就可以在避免直通短路的同时实现高压脉冲的截尾功能。在截尾过程中，负载的残余电荷量很少，在百纳秒时间内即可释放完毕，因此，截尾管的驱动信号上升沿和脉宽没有特殊限制。

图8 所示是由BJT 组成的延时电路，它与放电管T1的驱动共原边。当主放电管导通时，根据磁环耦合设置，T2两端输入负压时延时电路不工作；当关断信号传输到串心磁环TX 副边，放电管T1关断，与此同时接入延时电路的信号将延时驱动截尾管导通工作。

延时电路的工作过程分为两个阶段。

a. 延时阶段。

这时原边关断信号传到变压器副边，在图8的电路中有正电流通过R1向串联在BJT 的电容C1充电，Q1导通，电流经过Q1开始流过电感，L1进入储能阶段。Q1的导通同时造成IGBT 的门极短路，这段时间的IGBT 始终处于关断阶段，即导通被延迟了，延迟时间由电容的充电常数决定。

b. 驱动阶段。

电容C1的充电电流会逐渐降低，当经过Q1的基极电流变为0 时，Q1关断。电感L1开始释放能量，给驱动截尾管T2门极电容进行充电，使其导通工作。当整个电路的驱动信号进入死区时，电容C1的电荷通过R1、R2、磁环TX 副边释放，保证下一个周期的电容C1的正常工作，截尾管T2的门极电压也逐渐衰减，自动关断。

延时驱动的时间就是三极管Q1的导通时间，它受电容C1的充电时间控制。C1的充电过程可以理解为一个由电阻R1，R2和电容C1组成的一阶电路的零状态响应，副边输出在整个关断信号的时间内可以等效成一个稳定输出的直流电源US。由此根据KVL 可计算出电容两端电压uc的表达式[14]：

这里的时间常数τ=C1R1。根据式（5）可以画出uc的变化曲线如图9 所示。由图可知：当uc逐渐接近US时，uc的变化率逐渐减小到接近0，这时的ic也逐渐减少接近0，当ic的值减小到不足以驱动BJT 导通时，BJT 会自动关断，从图中分析可知，BJT 导通的时间大致等于一个τ。利用这一特性，可以通过改变时间常数τ 的方法来控制电容的充电时间从而控制延时时间。根据式（2）来推导：当增大时间常数τ 时，电容充电时间增大，BJT 导通时间增大；当减小时间常数τ 时，电容充电时间减小，BJT 导通时间减小[15]。

图 9 电容充电电压uc 和充电电流icFig. 9 Charging voltage uc and current ic of the capacitor

最大延时时间受延时驱动信号脉宽限制，因为超过驱动信号脉宽后，原边信号进入死区，副边相当于短路，电容开始反向放电，BJT 基极电流呈现瞬时反向，BJT 关断。电感开始向截尾管门极提供驱动电压，延时结束，截尾管导通工作。在实际应用中，延迟时间的调节范围与图2所示的直流电源模块有很大关系，如果直流电源模块提供的电流过小，电容C1就会一直保持在充电状态，Q1会在整个信号周期内一直处于导通状态，延时时间将不可调整，始终为图6 半桥电路输出的下半桥壁信号脉宽。同理，如果直流模块电源提供的电流过大，延迟时间的可调范围将大幅度缩小，严重时可能造成直通短路的情况发生。

综上所述，时间常数τ 为实际驱动延迟时间的大小提供了理论参考值，实际应用还要结合仿真和实验共同验证。如图10（a）是延时驱动的PSpice 仿真结果；图10（b）是延时驱动的实测结果。从图中可看出仿真和实测条件下的延迟时间大致相等，约为2 µs，但是它们的电路参数有所不同，实测电路的参数是在仿真的基础上增大了电容C1的值。在相同参数下，实测电路延时时间相较于仿真来说偏小，由此可看出所选择的直流电源模块输出电流偏大，因此采用增大电容C1的方法来增加延迟时间。最终延时驱动电路的参数为：L1=330 µH，R1=1 kΩ，C1=10 nF，R2=2 kΩ。

图 10 延时电路Fig.10 Delay circuit

3 实验结果及分析

为了验证上述设计方案，进行了输出参数为10 kV、重复频率为1 kHz 的高压脉冲输出实验，如图11～12 所示。充电电压11 kV，存储电容C1为4 nF，负载为电阻性负载，电阻为20 kΩ。

图 11 高压方波脉冲输出波形Fig.11 Waveforms of high voltage square wave pulses

从图11（a），（b）中可以看出，输出的高压脉冲在重频下是稳定的。高压脉冲脉宽为8 μs，示波器测量的输出脉冲上升沿为157 ns，下降沿为78 ns。为了验证截尾的效果，进行了无截尾10 kV 脉冲输出的对比实验。

图12（a），（b）显示了加入截尾开关T2前后的输出脉冲下降沿的对比，无截尾的脉冲下降沿持续时间为3.5 µs，远大于截尾后的脉冲下降沿，这也从侧面验证了延时驱动电路的可行性。

图 12 截尾前后脉冲源输出波形Fig.12 Waveforms of pulses before and after truncation

4 结 论

这种采用串联IGBT 实现高压方波输出的方法，通过串心磁环隔离驱动来实现串联IGBT 的同步驱动，同时解决了脉宽受磁芯饱和限制的问题。在串心磁环隔离驱动的基础上，设计了一种延时驱动电路，将放电管的关断信号经延时处理后驱动截尾管工作实现方波输出，省去了截尾管的一路驱动信号，简化了驱动电路。采用RCD 缓冲电路对串联IGBT 进行过压保护，并通过测试实验验证了RCD 电路的效果。最后对高压脉冲方波源进行实验，在阻性负载上获得脉冲幅值10 kV、频率1 kHz，脉宽8 μs 前后沿为百纳秒的方波脉冲。实验对比了截尾前后的波形，验证了延时驱动电路的可行性。