基于PI闭环控制的AMR磁阻传感器信号调理电路*

谭 超,杨 哲,潘礼庆,龚晓辉,乐周美

(1.三峡大学电气与新能源学院,湖北 宜昌 443002;2.三峡大学理学院,湖北 宜昌 443002)

磁场是一个矢量,同时具有大小与方向属性,其测量仪器分为标量测量和矢量测量两大类。其中,高精度的标量测量仪器有质子磁力仪、光泵磁力仪和原子磁力仪等,它们在空间、海洋、地球物理勘探以及生物医学研究等应用领域有着广泛应用[1-3]。然而标量磁力仪只能测量磁场的大小而无法测量其方向,因此在诸如地磁导航、未爆炸物检测、反潜探测和电子罗盘等应用领域具有一定的限制。相较之下,矢量磁力仪由于可同时得到磁场的大小和方向[4],在这些应用领域更具优势,所以发展高性能的矢量磁场传感器是未来磁场测量的趋势[5]。

目前,性能较好的矢量磁场传感器有磁通门(Flux-gate)传感器[6]、各向异性磁阻(AMR)传感器[7]、巨磁阻(GMR)传感器[8]、巨磁阻抗(GMI)传感器[9]和隧道磁电阻(TMR)传感器[10],它们都有着各自的特点。其中磁通门传感器功耗低且稳定性好[11];GMR传感器体积小且有着极低的功耗[12];GMI传感器线性度差但响应速度很快[13];TMR传感器磁滞大但灵敏度极高[14]。然而就集成性而言,AMR传感器是其中最具优势的,它的芯片内部集成了两个电流带,可分别用于置位/复位和闭环反馈,降低了信号调理的难度。因此当研制高性能的磁场测量仪器时,AMR传感器是一种很好的选择。

1 信号调理电路

1.1 电路结构及工作原理

本文提出的闭环式AMR传感器信号调理电路结构如图1所示。由图可知,信号调理电路由HMC1001磁阻传感器、前置放大器P、电容C、开关同步检波PSD、积分器I、V/I转换电路、低通滤波器LPF和同步时钟组成。其中磁阻传感器内部包括惠斯通电桥、偏置电流带和置位/复位线圈。

电路工作时,各点波形如图2所示。具体工作过程如下:电路上电时,传感器偏置电流带中无电流,传感器会输出与外部待测磁场BX成正比的电压信号;该信号先由前置放大器放大,后经同步检波和积分,在图1所示d点得到一个逐渐增大的积分电压输出;将该电压进行V/I转换后,产生一个反馈电流作用于偏置电流带,此时偏置电流带中会产生一个反馈磁场BI,其方向与外部待测磁场BX方向相反;由于反馈磁场BI随着d点积分电压的增加而增加,因此它们的合成磁场会逐渐减小,从而导致HMC1001传感器输出电压随d点电压的增加而降低,其过程如图2中的曲线A、B、C所示。尽管HMC1001传感器输出的电压减小,但是只要此电压非零,即反馈磁场BI与外部待测磁场BX的大小不相等,图1中d点的积分电压将继续增大,直到HMC1001传感器的输出电压为零,电路达到平衡状态为止,此时图1中d点的积分电压保持恒定状态,如图2中曲线D的Q点,该电压大小与外部待测磁场呈正比。

图1 电路结构整体

图2 各点信号波形图

除此之外,由HMC1001传感器数据手册可知,传感器输出信号存在零点偏置,且其值随着温度变化而改变,利用置位/复位技术对传感器进行置位与复位以后,传感器输出波形如图2中的波形A所示,由图可知,被放大的传感器输出信号关于偏置电压对称,若环境温度发生变化,则偏置电压也会随之改变。对此,本电路通过图1中的耦合电容C消除直流偏置,使耦合后的输出电压关于零电压正负对称,且电压大小正比于外部待测磁场,输出电压的正负由置位/复位脉冲决定,波形图如图2中的波形B所示。经过交流耦合后,无论图1中a点直流偏执电压随环境温度如何变化,图1的b点波形仍然关于零电压正负对称,且电压大小正比于待测磁场,只要传感器自身的电压灵敏度系数不随温度变化而变化,则图1的b点电压大小与温度变化之前一直,从而达到抑制温度漂移的效果。图1中开关同步检波电路的时钟与置位/复位电路时钟完全同步,以实现对b点信号波形进行同步检波,其波形变换过程如图2中的波形B与波形C所示,检波后波形为直流信号,最后在积分器完成电压积分。

1.2 测量原理

已知地球磁场范围为20 000 nT～120 000 nT,而对于单分量的矢量传感器而言,±50 000 nT的测量范围基本能够满足工程需求,因此本设计拟将±50 000 nT 的待测磁场BX调理到±2.5 V电压,进而可算出其理论上的灵敏度SN:

式中Vd为积分输出电压。由数据手册可知:HMC1001传感器内部自带用于产生反馈磁场的偏置电流带,其线圈常数k约为51 mA/GS。所以反馈磁场BI可表示为:

式中I为反馈电流。又由图3所示的V/I转换电路可知,V/I转换电路输出的反馈电流公式为:

I=Vd/R

(3)

式中R为V/I转换电路中的反馈电阻。将式(3)代入式(2),即可得积分电压Vd与反馈磁场BI的关系式:

图3 V/I转换电路

(4)

又因为电路平衡时,传感器工作于零磁场,即BI=BX,所以根据式(1)和式(4)可得调理电路的实际灵敏度为:

SN=kR

(5)

由式(5)可知,通过改变反馈电阻R的阻值,可调整信号调理电路的灵敏度。增加电阻R,调理电路的输出电压灵敏度会增加,但是输出量程也会随之降低,如当R=100 Ω时,计算出的电压灵敏度为51 μV/nT,根据式(1),对应量程为±50 000 nT;当R=200 Ω时,电压灵敏度可达102 μV/nT,但是量程仅为±25 000 nT。

2 噪声分析

2.1 传感器噪声分析

为了研究HMC1001传感器的噪声性能,搭建了如图4所示的硬件测试平台,以实现对不同放大倍数条件下传感器的输出噪声的测试。该平台主要由HMC1001传感器和ADUCM360低功耗精密模拟微控制器组成,微控制器自带双24位ADC和可编程增益放大器(PGA),其中ADC均方根噪声约为52 nV,放大器增益范围为1～128倍。从图4中可知,搭建的测试平台具有3个噪声源,它们分别为传感器本底噪声、放大器噪声和ADC噪声。

图4 噪声测试平台

测试时,过程如下:调整ADUCM360内部PGA增益,分别将其设为1倍、2倍、4倍、8倍、16倍、32倍、64倍和128倍,即对传感器输出信号放大不同的倍数;然后分别对不同增益条件下的放大信号进行采集,一共得到8组,每组数据采样6 000个点,任意选取其中4 096个数据进行频谱分析,得到不同增益条件下传感器输出信号的噪声电压功率谱密度谱,其图形如图5所示。从图中可知:当放大倍数为1至8倍时,噪声电压功率谱密度变化并不明显,说明噪声主要由放大器噪声和ADC噪声引起;当放大倍数大于8倍时,噪声电压功率谱密度随放大倍数的增加有明显的增大,说明当放大倍数大于8倍时,传感器的噪声是电路的主要噪声源。

图5 噪声电压频谱图

对目前常用的开环结构的AMR传感器信号调理电路而言(其噪声模型如图6所示,由图中可知其噪声来源主要为HMC1001传感器固有噪声NAMR、放大器输入噪声NIA和ADC噪声),为了增加电路输出电压灵敏度,其信号调理电路的放大倍数往往在100倍以上,虽然较大的放大倍数使信号调理电路输出电压灵敏度得到了提升,但是信号中的噪声也会被放大相同的倍数,因此其信噪比并没有得到改善。如前分析:对开环结构而言,当放大倍数大于某一值时,系统主要噪声由传感器固有噪声NAMR决定,因此传感器自身的噪声性能决定了整个测量系统的噪声性能。

图6 开环结构噪声模型

综上所述,放大器直接放大只能提高传感器输出电压灵敏度而无法改善其信噪比。

2.2 闭环结构噪声分析

图7 闭环结构噪声模型

根据图1所示电路结构,得到的闭环电路噪声模型如图7所示。由该图可知,该电路噪声包括传感器固有噪声NAMR、放大器噪声NIA、同步检波电路噪声NPSD以及V/I转换电路噪声NV/I。基于上述噪声模型与测量原理分析,可得如下两个结论:

②信噪比提高。如前所述,开环式信号调理电路通过提高放大倍数来提高输出电压灵敏度,由数据手册可知HMC1001传感器的电桥灵敏度为0.16 μV/nT,为达到50 μV/nT的输出电压灵敏度,它需要被放大312.5倍,但是放大电路在放大信号的同时,噪声也将会被同步放大,所以其信噪比并未得到改善。在闭环式信号调理电路中,放大电路的放大倍数为10倍,所以电路中的噪声同时被放大了10倍,且由上文所述,闭环电路的实际输出电压由积分电路积分所得,积分电路自身不会产生噪声,所以在相同的电压灵敏度条件下(根据式(5),闭环结构灵敏度由反馈电阻R决定),相当于利用积分电路将信号放大了312.5倍,而噪声不变,由此可计算出:理论上闭环电路能将传感器的信噪比提高29.89 dB。就实际而言,由于电路中存在同步检波电路噪声和电流反馈电路噪声,其实际信噪比改善度应小于该理论值。

3 实验与分析

3.1 实验平台及设备

为验证闭环式信号调理电路的性能,对其噪声及线性度进行了测试,并与开环式信号调理电路的性能进行对比,其测试原理图如图8(a)所示。实验时,由PCB设计软件画图并定制了三通道信号调理电路的PCB板,但考虑到本电路使用对象主要为单分量的矢量磁场传感器且三个通道的信号处理效果相同,因此选择用其中一个通道进行测试并完成了实物焊接,实物如图8(b)所示。

对比实验在噪声测试平台上进行,平台照片分别如图8(c)所示。噪声测试平台包括五层磁屏蔽筒、直流电压源、数据采集卡和上位机,分别用来屏蔽干扰磁场、给样机与设备供电、采集输出信号和数据存储分析。

图8 测试平台

3.2 噪声测试与分析

噪声测试在五层磁屏蔽筒中进行,以屏蔽外部磁场的干扰。使用直流电压源(5 V)为信号调理电路供电,然后通过数据采集得到这两种信号调理电路的输出电压值,再根据输出电压灵敏度转换为对应的磁场值。测试时,两种结构的调理电路输出信号采样频率都为100 Hz,经过一段时间的采样,每种电路约采集8 000个数据,然后从中随机选取连续的4 096个数据进行分析,其时间域波形如图9所示。从图中可知,开环式信号调理电路的磁场波动范围约为13 nT,而闭环式信号调理电路磁场波动范围约为2 nT,可见闭环式信号调理电路的稳定性更好。

图9 开(闭)环电路时间域波形

为研究其噪声性能,对图11所示两组数据进行了功率谱分析,得到两种调理电路的噪声功率谱图如图10所示。

图10 噪声功率谱图

为了对调理电路噪声性能作进一步研究,在上文采集的两组数据中各选取了10组连续的数据,每组数据100个点,并对这100个点做均方差计算得到电压均方差,然后根据输出电压灵敏度换算为磁场均方差,其结果如图11所示。

图11 磁场均方差

由图11中的10个点计算可得,开环式信号调理电路10组数据的磁场噪声均方根平均值为2.738 nT,闭环式信号调理电路10组数据的磁场噪声均方根平均值为0.457 nT,这说明闭环式信号调理电路输出信号离散程度更低。除此以外,由以上磁场均方差计算可得,闭环式信号调理电路信噪比改善度如下式:

该值小于上文中理论计算结果,其原因在于:除了传感器本底噪声及放大器噪声外,电路中还存在开关同步检波电路噪声和电流反馈电路噪声,并且采集数据时所用的数据采集卡也存在一定噪声,这些噪声也会被引入输出电压,所以其实际值低于理论值。

4 结论

本文通过研究不同倍数的放大器增益对传感器噪声性能的影响,结合比例积分控制和闭环反馈结构提出了一种基于PI闭环控制的AMR磁场传感器信号调理电路,对其原理和结构进行了详细分析,并通过实验对其性能进行了验证。实验结果表明,对于AMR传感器而言,该电路能有效提高其信噪比,改善噪声性能。除此以外,本文中信号调理电路的测量范围为±50 000 nT,积分输出电压为±2.5 V,灵敏度约为50 μV/nT,在相同的输出电压范围内,通过调节反馈电阻阻值可改变磁场测量量程,但其灵敏度与噪声性能也会随之改变,即提出的调理电路结构可为其他不同量程、灵敏度与噪声性能需求的磁场测量应用提供参考。