用于车载测高雷达的圆极化阵列天线设计

汪 坤， 廖 欣， 姜 兴， 袁亚超， 杨 明

(桂林电子科技大学 信息与通信学院，广西 桂林 541004)

随着中国经济的快速发展，高速公路路况也越来越复杂，限高杆、广告牌安装较为混乱，车辆与限高杆、山洞、广告牌等相撞造成的事故也频频发生，随着新的交通事故的出现，车辆防撞技术不仅要探测前方障碍物的距离、速度信息，还要兼顾探测路面上方存在安全隐患的障碍目标。因此，研究设计兼顾测距测速的车载测高防撞雷达显得尤为重要。由于微带天线具有体积小、质量轻、易集成的特点，因而车载防撞雷达天线大多采用微带阵列天线[1-2]。

目前，车载防撞雷达前端天线基本上都采用线极化的方式设计。与单一的线极化波相比，圆极化波具有较强的抗雨雾干扰和抑制多径反射的能力，非常适合应用在车载雷达[3-4]。在传统的微带阵列天线的基础上，采用对方形贴片进行合理切角的方式，实现天线的圆极化性能，同时保证了天线结构的紧凑性。

1 双接收通道比相测角原理

测高的基础是测角，双接收通道比相测角法利用2个天线接收到的回波信号之间的相位差进行测角。图1为双通道比相测角原理示意图。其中，θ为来波方向，接收机1和接收机2为双接收通道，d12为双接收天线间的距离，φ12为双通道所接收到信号的相位差。

图1 双通道测角原理

结合图1可知，

(1)

由式(1)可得来波方向

(2)

其中：λ为雷达工作波长；d12为两接收天线间的距离，它决定了雷达探测的最大方位角及精度。由式(2)知，在d12已知的情况，通过相位比较可得到φ12，进而得到角度信息。

2 圆极化天线单元的设计

考虑将发射天线和接收天线加工在同一块介质板上，发射天线采用右旋圆极化天线，接收天线为左旋圆极化天线。采用Rogers公司RT/duroid 5880介质板，其相对介电常数εr=2.2，介质板厚度h=0.254 mm。发射天线单元结构如图2所示，仿真优化后的参数如表1所示。

图2 发射天线单元结构

mm

发射天线单元的S11仿真结果如图3(a)所示，在24～24.25 GHz频带，S11均小于-15 dB；图3(b)为天线的轴比曲线，天线在24～24.25 GHz频带轴比小于3 dB，圆极化性能良好；图3(c)为天线在中心频率f=24.125 GHz处的主极化(右旋圆极化)和交叉极化(左旋圆极化)的方位面方向图，发射天线单元主极化方向增益为7.5 dB，极化隔离度达22.4 dB。

图3 发射天线单元仿真结果

改变发射单元切角方向即可得到左旋圆极化的接收天线单元，结构如图4所示。

图4 接收天线单元结构示意图

图5 接收天线单元仿真结果

接收天线单元的S11仿真结果如图5(a)所示，在24～24.25 GHz频带，S11均小于-15 dB；图5(b)为天线的轴比曲线，天线在24～24.25 GHz频带轴比小于3 dB，圆极化性能良好；图5(c)为天线在中心频率f=24.125 GHz处的主极化(左旋圆极化)和交叉极化(右旋圆极化)的方位面方向图，接收天线单元主极化方向增益为7.4 dB，极化隔离度达到23.3 dB。

3 串并联混合馈电网络设计

车载防撞雷达一般要求天线的旁瓣电平(SLL)小于-15 dB，采用道尔夫-切比雪夫天线综合法对各天线单元幅度、相位进行加权，以获取阵列天线的最优方向图[5-6]。考虑到横向10单元偶数阵只需给出一边的激励电流幅值比，利用道尔夫-切比雪夫算法可计算出从馈电网络中心到边缘的电流幅值比[7]：

I1∶I2∶I3∶I4∶I5=1∶0.88∶0.67∶0.43∶0.26。

(3)

依据式(3)中的各单元激励电流幅值比，利用四分之一阻抗变换设计串并联混合馈电网络。在CST中对横向10单元右侧部分设置电流监测点，以便得到各单元电流比值[8]。具体的CST仿真模型如图6所示。

图6 10单元馈电网络电流监测仿真模型

图7(a)为电流监控幅频仿真结果。从图7(a)可看出，在中心频率24.125 GHz处，各单元电流幅值比为I1∶I2∶I3∶I4∶I5=1∶0.86∶0.75∶0.67∶0.46，这与理论值存在一定误差，但在后续天线阵列设计中已经将天线副瓣电平抑制到一个比较低的水平，满足雷达系统对抗干扰性的要求。图7(b)为馈线电流监控位置处的相频特性。从图7(b)可看出，在中心频率24.125 GHz处，各阵元电流基本满足同相位的要求。

图7 10单元横馈电流监控仿真结果

同理，纵向4单元馈电网络从中心到边缘的电流幅值比为

I1∶I2=1∶0.43，

(4)

其CST仿真模型如图8所示。

图8 4单元纵向馈电网络电流监测仿真模型

图9 4单元纵馈电流监控仿真结果

图9(a)为电流监控幅频仿真结果。从图9(a)可看出，在中心频率24.125 GHz处，从馈电网络中心到边缘的电流幅值比为I1∶I2=1∶0.6，这与计算值也存在一定误差，但在后续天线阵列设计中已达到窄主瓣、低旁瓣的要求。图9(b)为馈线电流监控位置处的相频特性。从图9(b)可看出，在中心频率24.125 GHz处，各阵元相位基本相同。

4 一发二收圆极化微带阵列天线的设计

为实现天线的小型化及高隔离度，对天线进行合理布局，经过仿真优化后，收发天线的布局如图10所示。在收发阵列天线中，发射天线(TX)与接收天线(RX1)间的距离为dtr=1.7λ，接收天线RX1与RX2之间的距离为d12=1.5λ。整个天线尺寸为90 mm×80 mm。

图10 收发天线的布局

图11 收发天线实物及测试

5 一发二收圆极化天线仿真与实测结果分析

根据CST2015仿真的最优模型，加工得到的天线实物如图11(a)所示。利用矢量网络分析仪测试收发天线的S参数，并在微波暗室中对天线的远场特性进行测试，如图11(b)所示。

图12 收发天线仿真与实测结果

图12(a)为一发二收天线的S参数实测结果。从图12(a)可看出，在24～24.25 GHz频率，收发天线的反射系数S11、S22、S33均小于-12 dB，收发天线间的隔离S21、S31均小于-40 dB，隔离度较高，满足设计要求。图12(b)、(c)为发射天线与接收天线的轴比曲线。从图12(b)、(c)可看出，实测与仿真结果基本吻合，在24～24.25 GHz频率，轴比均小于3 dB，圆极化性能良好。

图13为一发二收天线系统在中心频率f=24.125 GHz处方向图仿真与实测结果。从图13(a)～(d)可看出，在中心频率24.125 GHz处，实测发射天线方位面与俯仰面主极化方向图3 dB波束宽度分别为9.5°和20.5°，其旁瓣电平分别为-23.5、-17.1 dB。由此可见，运用道尔夫-切比雪夫天线综合法实现了天线的窄主瓣、低旁瓣特性，且其增益达到22.5 dB，符合设计要求。由图13(e)～(l)可看出，实测接收天线1、2方位面与俯仰面方向图与仿真结果基本吻合，两接收天线增益均达到19 dB以上，其方位面主极化方向图3 dB波束宽度为9.8°，旁瓣电平小于-20 dB，其俯仰面主极化方向图3 dB波束宽度为35°，满足设计需求。

6 结束语

根据双接收通道比相测角的需求，设计一发二收微带阵列天线，通过对方形贴片进行切角实现天线的圆极化性能，并利用道尔夫-切比雪夫综合算法设计串并联混合馈电网络，实现天线的窄主瓣、低旁特性，合理布局收发天线，保证天线的小型化及高隔离度。根据实测结果可知：收发阵列天线在24～24.25 GHz频带，反射系数均大于12 dB，轴比均小于3 dB，满足系统设计需求；在中心频率24.125 GHz处，收发天线方位面内3 dB波束宽度均为9°左右，旁瓣电平均小于-20 dB，收发天线增益分别为22.5、19.5 dB；收发天线间的隔离度大于40 dB，隔离度良好。因此，该一发二收圆极化微带阵列天线的性能较为优良，适合用于车载测高防撞雷达系统。

图13 收发天线方向图仿真与实测结果对比