基于支节容性加载的小型化低剖面超表面天线

隽月 车文荃 杨琬琛

摘要 本文对容性支节加载的小型化超表面天线进行了分析与设计.通过在方形贴片上引入一对容性负载支节，可以有效地降低超表面单元的工作频率，从而将传统方形贴片超表面单元的尺寸减小55%.在单元设计的基础上，设计了一款4×4阵列的超表面天线，并采用特征模分析（CMA）解释了超表面天线的辐射机制.为了验证设计思路，对天线进行了加工和测试，测量的-10 dB阻抗带宽为21.7%，并在工作频带内保持6 dBi的辐射增益.

关键词超表面;小型化天线;容性加载;特征模分析

中图分类号TN820

文献标志码A

0 引言

近年来，超表面天线因其高增益和宽带等优点引起了广泛的关注.文献[1]详细比较了超表面天线和贴片天线的性能，与传统的贴片天线相比，超表面天线在增益和带宽方面都具有明显的优势.但是，超表面天线的整体尺寸通常大于传统的贴片天线，这导致了超表面天线在阵列设计和集成上存在一定的困难.因此，在保持高性能的同时设计结构紧凑且低剖面的超表面天线十分必要.

传统超材料天线通常作为反射板[2-3]，但超表面天线则是将超材料结构作为辐射体.文献[4]中将4×4的正方形贴片超材料结构作为辐射单元，并采用缝隙进行馈电.比较发现，提出的新型超表面天线的|S11|低于-10 dB的工作带宽为28%，且带内增益都均超过了6 dBi，明显优于传统贴片天线.这是由于超表面天线的面积几乎充满了整个辐射口径，从而提高了天线的增益.但是超表面阵面尺寸为0.73λ0×0.73λ0×0.06λ0，远大于传统贴片天线的0.5λ0×0.5λ0.为了减小阵面的尺寸，文献[1]提出了采用工字形单元结构代替方形贴片单元来减小天线尺寸，2×2阵列的尺寸可以减小为0.4λ0×0.37λ0×0.05λ0，但是天线带宽降低到13%且增益减小到6.1～7.8 dBi.文献[5]提出了采用双层超表面的结构来减小天线尺寸，天线上层为2×2大方形贴片阵列，下层为6×6小方形贴片阵列，通过双层结构阵面尺寸可以减小为0.46λ0×0.46λ0×0.06λ0，天线带宽仍可保持27.4%，增益减小到6.5～7.6 dBi.但是该天线加上馈电结构一共有3层，大大增加了天线的复杂度.

为了解决尺寸过大问题，本文提出了一种新型的通过支节加载的小型化超表面天线.采用单层超表面结构，通过在方形贴片上加载支节，引入寄生电容，使得天线的工作频率可以通过条带插入深度的改变来进行调节.插入越深，工作频率越低，则天线电尺寸越小，最终4×4超表面阵面的尺寸可以减小到0.49λ0×0.49λ0×0.044λ0.天线样品测量的-10 dB阻抗带宽为21.7%，并且在整个工作频带内可以保持6 dBi的辐射增益.

1 小型化超表面单元理论分析

图1a所示为传统的方形贴片的超表面单元[4]，超表面单元尺寸0.183λ0×183λ0×0.047λ0，該尺寸较大且不利于天线阵列的设计.本文通过引入支节增加等效电容的方法，来降低天线的谐振频率，进而减小超表面单元的电尺寸.在图1a所示的超表面单元的基础上，沿着x，y方向同时加载金属条带1和2，如图1b所示.为了保持单元结构的对称性，支节1和2的尺寸需保持相同.

作为一个周期结构，通常采用周期边界来对超表面单元进行分析，并通过零反射相位点来表征超表面单元的工作频点[6-7].图2给出了金属条带1和2的长度L1对超表面单元反射相位的影响.当L1由1 mm增长为4.4 mm时，超表面单元所对应的零反射相位点的工作频率从4 GHz下降至3.2 GHz.因为引入的等效电容随条带长度的增加而增加，超表面单元的工作频率也随之降低，故此起到减小超表面单元电尺寸的作用.当插入深度达到4.4 mm，超表面单元的尺寸可以减小为0.112λ0×112λ0×0.035λ0，比经典方形贴片的尺寸减小62%.研究表明，支节和贴片之间的缝隙s和支节宽度W1对于超表面单元的工作频率影响很小，因此主要是通过插入支节的深度来调节天线的工作频率.

2 小型化超表面阵列特征模分析

由上述分析可知，可以通过金属条带的加载，得到尺寸仅为0.112λ0×112λ0×0.035λ0的小型化超表面单元，在此单元的基础上，构建了一个4×4的超表面阵列作为天线辐射单元，如图3a所示.为了进一步分析所提出的超表面阵列，通过特征模分析（CMA）的方法对该超表面结构的固有模式进行分析[8-9].超表面结构固有的模式可以通过仿真软件CST MWS中集成的CMA工具进行分析，CST中的边界条件如图3b所示[10].

选取3.5 GHz为工作频率，该超表面阵列前6种特征模式（模式1—模式6）的模式强度如图4所示.这6种模式虽然工作在不同的频带下，但是具有相似的变化趋势，每个模式在工作频率下对应的表面电流分布和辐射方向图如图5和6所示.

如图5所示，这6种特征模式（模式1—模式6）在超表面的电流分布用黑色箭头标出，分别标记为J1～J6.模式1和模式2对应的表面电流分布J1和J2在每个单元上的电流都保持方向相同，因此J1和J2的电流分布对应的模式可以激励出沿z轴的辐射方向图，如图6a和6b所示.而如图5c—5f所示，模式3表面电流分布J3在平面上呈中心对称，模式4和5的表面电流分布J4和J5在平面上沿对角线轴对称，模式6的表面电流分布J6在平面上沿y轴对称.由于J3～J6在超表面上的电流分布沿中心线呈反向的状态，会产生抵消作用，所以J3～J6对应模式下的辐射方向图在z方向上会出现凹点，如图6c—6f所示.因此J1和J2所激励的模式1和模式2是期望的主工作模式，而J3～J6所激励的模式3—模式6是需要抑制的高阶模式.

基于上述超表面单元的参数分析，超表面单元的宽度W0和单元之间的间隙g决定了天线的初始谐振频率.随着W0的增加或间隙宽度g的减小，天线的工作频率降低，轴比带宽增加.通过仿真优化，本节将选取超表面单元的宽度W0=10 mm，间隙g=0.5 mm.在保持单元宽度W0和单元间隙g不变的情况下，支节插入深度L1变化对天线性能的影响也可以通过CMA的方法进行分析.图7给出了支节插入深度L1对超表面阵列模式1和模式2模式强度的影响.当L1从2 mm增加到4.4 mm时，由于引入电容的增加，模式1和模式2的谐振频率都从4.71 GHz下降到3.7 GHz，频率的降低也就意味着表面阵列尺寸的减小.但模式1和模式2的带宽均随着频率的降低而变窄.此外，也对未加载条带的超表面阵列进行了比较.加载条带之后，表面阵列的工作频率可以从5.3 GHz降低到3.7 GHz，即超表面阵列的尺寸可以从0.71λ0×0.71λ0×0.056λ0减小为0.51λ0×0.51λ0×0.04λ0.

綜上所述，天线的工作频率可以通过改变条带插入深度L1进行调节，长度越长，工作频率越低，天线电尺寸越小.

3 小型化超表面天线设计

由分析可知，只有在超表面阵列上激励起模式1或者模式2时，才能实现定向辐射的特性.如图8所示，本文提出了一个由2层介质基板组成的超表面天线，2层基板为罗杰斯4003C（节点常数为3.55），厚度分别为h1和h2.上基板表面为4×4小型化超表面阵列用作天线的辐射单元，而金属地板放置在上下介质层之间.为了激励起这2个模式中的一个，通过在金属地的中心沿y轴方向蚀刻一条长度为Ls和宽度为Ws的缝隙给上层超表面进行馈电，并且在下基板的底部印刷具有终端开路结构的50 Ω微带线作为馈电线.根据以上分析和仿真优化，天线其他尺寸的取值如表1中所示.

根据表1给出的设计参数，使用HFSS软件仿真即可得到所提出的天线的反射系数和增益特性.如图9所示，天线的-10 dB带宽为17.4%（3.21～3.82 GHz），完全覆盖了针对5G通信的3.5 GHz频带，并且在此带宽内天线的增益为6.15～7.69 dBi.此外，该天线的阵面尺寸仅有0.49λ0×0.49λ0×0.044λ0（3.5 GHz处），是没有引入条带加载的正方形超表面阵列[4]的45%（5.5 GHz处尺寸为0.73λ0×0.73λ0×0.06λ0），因此天线尺寸显著减小.

4 仿真结果与性能比较

为了验证所提出天线的可行性与性能，对图8中的条带加载型小型化超表面天线进行加工，实物图如图10a所示，用50 Ω的SMA射频转接头作为同轴馈电端.该天线的反射系数|S11|是用罗德施瓦茨（ROHDE&SCHWARZ）公司的矢量网络分析仪（VNA）测量的，而天线的增益和方向图等辐射特性的测试工作是在香港城市大学的Satimo近场暗室里完成的，如图10b所示.

实测的|S11|、增益和方向图及仿真结果如图11所示.实测得到的-10 dB阻抗带宽为21.7%（3.18～3.94 GHz），与仿真结果相比，在高频处产生了0.12 GHz的上移，在匹配带宽范围内，测量的增益在6 dBi和6.92 dBi之间变化，比仿真结果（6.15～7.69 dBi）降低了0.77 dBi.这个差值可能是因为实际的介质基板的介质损耗角与设计值存在偏差，或者是测量过程中用于连接天线与测试设备的同轴电缆的损耗所导致的，可以忽略.同时，天线的交叉极化增益保持低于-25 dB，表明该天线具有良好的交叉极化性能.图11c和11d分别给出了3.5 GHz处E平面和H平面的方向图.由图11可见，天线的仿真与实测结果只有在背瓣处有一点偏差.因此，该天线的实测结果和仿真结果基本保持一致.

5 结束语

本文提出了一种新型的支节加载小型化低剖面超表面天线，通过在方形贴片上加载支节的方式引入寄生电容，改变支节的插入深度来调整和减小超表面阵面的大小.测量结果表明，天线的-10 dB阻抗带宽达到21.7%，并在工作频带内保持6 dBi的辐射增益.此外，超表面阵面的尺寸仅有0.49λ0×0.49λ0×0.044λ0，比传统的方形贴片超表面天线减小了55%.

参考文献References

[1] Liu W，Chen Z N，Qing X.Miniaturized broadband metasurface antenna using stepped impedance resonators[C]∥Antennas & Propagation.IEEE，2016：365-366

[2] Yang F，Rahmat-Samii Y.Reflection phase characterizations of the EBG ground plane for low profile wire antennaapplications[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2003，51（10）：2691-2703

[3] 杨琬琛，车文荃，陈东旭，等.基于新型超材料结构的高效率发射天线技术研究综述[J].南京信息工程大学学报（自然科学版），2017，9（1）：54-63

YANG Wanchen，CHE Wenquan，CHEN Dongxu，et al.Investigations of high-efficiency transmitting antennas based on novel metamaterial structures[J].Journal of Nanjing University of Information Science and Technology（Natural Science Edition），2017，9（1）：54-63

[4] Liu W，Chen Z N，Qing X M.Metamaterial-based low-profile broadband aperture-coupled grid-slotted patch antenna[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2015，63（7）：3325-332

[5] Liu W E I，Chen Z N，Qing X M，et al.Miniaturized wideband metasurface antennas[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2017，65（12）：7345-7349

[6] Liu Y，Luk K M，Yin H C.Bowtie patch antenna with electric dipole on a HIS substrate[C]∥International Conference on Microwave & Millimeter Wave Technology.IEEE，2010：278-280

[7] Yue T W，Jiang Z H，Werner D H.Compact，wideband antennas enabled by interdigitated capacitor-loaded metasurfaces[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2016，64（5）：1595-1606

[8] Chen Y K，Wang C F.Characteristic-mode-based improvement of circularly polarized U-slot and E-shaped patch antennas[J].IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters，2012，11：1474-1477

[9] Lin F H，Chen Z N.A method of suppressing higher order modes for improving radiation performance of metasurface multiport antennas using characteristic mode analysis[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2018，66（4）：1894-1902

[10] Lin F H，Chen Z N.Low-profile wideband metasurface antennas using characteristic mode analysis[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation，2017，65（4）：1706-1713