一种新型的零电压开关无桥PFC变换器

刘 静，杨 辉

（重庆科创职业学院智能制造学院，重庆 永川 402160）

为解决目前AC/DC电源功率损耗不断增加的问题，大部分的设计人员一直都在尝试通过减少元件数量和元件体积来提高效率。一般的整流变换器都具有较大的输入电流峰值和谐波畸变率（THD），谐波畸变率会使功率因数降低0.5～0.7左右。采用功率因数校正（PFC）变换器则可以降低谐波影响。普通的PFC变换器通常都采用脉冲宽度调制（PWM）方法控制，它是一种带有升压变换器的全桥型整流器，如图1（a）所示。但它的主开关效率低，应力大，而且要提高开关频率就需要降低变换器的体积和重量。因此，要提高开关频率就必须要采用软开关技术。

为了降低通态损耗，文中提出了一种设计思路，将整流器和PFC相结合形成一种无桥PFC变换器，如图1（b）所示，这种组合电路通过减少线路电流路径中的半导体数量来降低通态损耗。在无桥PFC变换器中，二极管S2在电源的整个正半周导通，而S1在整个负半周导通。这种变换器如采用ZVS技术，将使工作效率更高。

图1

1 新型拓扑结构及工作原理

本文中提出了一种新型的基于ZVS的PFC变换器，这种变换器由辅助电路组成，如果控制合理，电路中的主开关都可以采用ZVS技术控制。一般的ZVS拓扑只可以降低开通过程中的开关损耗，而文中提出的拓扑还可以降低开通和关断过程中加在电源开关上的电压以及流过的电流。而且，无桥PFC以及ZVS技术还可以分别降低通态损耗和开关损耗。这样电路的工作效率就可大大提高，而且对开关频率也没有限制。

下面主要分析稳态下这种变换器的工作原理和设计方法，以及如何减少关断过程中的开关损耗，这种变换器适用于具有功率因数校正功能，输入电压范围广的单相变换器中，这些场合一般都要求工作效率要高，且电磁干扰（EMI）要低。

图2所示为这种新型的单相无桥ZVS-PFC变换器的电路结构。虚线框中所表示的电路就是所设计出的辅助电路，其中，Cs1和Cs2是开关S1和S2的寄生电容，Lr1和Lr2不仅能在关断时使二极管D1，D2实现软开关，还可以降低di/dt。为了使主要电源开关在开通时也能实现软开关，就要使辅助开关在一个固定的周期内保持导通。这样既可以使主开关实现软开关，还可以降低开关过程中产生的电压和电流。

由于无桥PFC变换器在输入电压的两个半周期内工作情况相同，因此只对其中半个周期的工作原理进行讨论。也可以将辅助电路分成对称的两部分，由于是在输入电压的半个周期内，其中有一半电路不工作，而由另一半辅助电路使主开关实现软开关，所以当这两部分电路不工作时也不会影响变换器的效率。

图2 ZVS无桥PFC变换器拓扑结构

在充电和传输模式下，这种变换器的工作原理和PWM升压变换器很类似，所有的辅助元件都不工作。因此，在此工作状态下，也就不会产生任何额外的损耗。为了介绍清楚该转换器的原理，确定它的性能，特做如下假设：电路中所有元件都是理想的；转换器工作在稳态，开关频率固定为fs；输入电压Vi为正弦波，并且在一个开关周期内连续；输出电压Vo也连续；开关频率比交流电源频率高得多。此外，输入电感L也要足够大，这样在转换器的一个开关周期Ts内，就可以用电流源Ii代替它。

该转换器在半个周期内的工作过程可以分成8个区间。每个区间的等效电路以及理论工作波形分别如图3、图4所示。

图4 一个开关周期内辅助电路的理论工作波形

该区间只表示开关过程中的初始条件，该区间内升压二极管D2和S1的体二极管导通，负载电流以及变换器的工作情况和简单的PWM升压变换器一样，即开关关断而二极管导通。当在主开关S2导通之前，PFC控制器控制辅助电路中的S3导通开始谐振时，该区间就结束了。

（2）区间 2［t1-t2］［图 3（b）］

当S3导通时该区间就开始了，而当流过D2的电流降低到零时，该区间就结束了。在Lr2的作用下，S3会在零电流（ZC）条件下导通，Lr2还可以通过升压二极管D2降低关断时的di/dt。电流将逐渐从D2支路换流到由Lr2和Cr2组成的谐振电路中。因此，D2在零电流t2时刻就关断了，此时变换器的等效电路如图3（b）所示。

（3）区间 3［t2-t3］［图 3（c）］

该区间从流过D2的电流降到零并流过Cs2开始，在该区间内S3，D3和D9一起导通，等效电路如图3（c）所示。当Cs2电压降低到0且流过S3的电流开始反向时，区间3就结束了。该区间结束时谐振电感Lr2的电流为0，谐振电容Cr2两端电压为Vcr2（t3）。

（4）区间 4［t3-t4］［图 3（d）］

该区间内S3，D3，D9和场效应管S2的体二极管导通，当流过Lr2的电流线性减小到Iin时，主开关S2才开始导通。在ZVS期间，S2必须一直导通。当辅助电路中的电流减小到流过L的输入电流以下时，两电流之差就会通过开关S2。这个区间一直会持续到t4时刻，在t4时刻辅助电路中的电流变为0。

（5）区间 5［t4-t5］［图3（e）］

该区间中，S2和D10导通，辅助电路中的电流开始反向，D9阻止该电流流过S3，因此电流才会流经D10，这就为S3提供了一个ZVS关断条件，S3在这个区间应该关断。与此同时，一部分电流经D3分流并给C1充电，在谐振电流的作用下，C1两端电压将被充至等于或略小于输出电压的数值。

（6）区间 6［t5-t6］［图3（f）］

该区间内D4，D10和S2导通，当在t6时刻辅助电路中的电流减小到0该区间就结束了。在零电流条件下D4和D10截止。当C1两端电压充至略小于输出电压时，D3就不再导通了，之后很明显在S2关断期间就会出现一个降低了的电压而不是零电压。

图3 一个开关周期内变换器电路中的主要电流路径

（7）区间 7［t6-t7］［图 3（g）］

该区间内S2导通，变换器的工作状态和充电状态下的PWM升压变换器相同，辅助电路不工作。当主开关关断时该区间结束。

（8）区间 8［t7-t8］［图 3（h）］

该区间内S2在ZVS条件下关断，电容Cs2两端电压一直充电至输出电压，由于电容C1两端电压和输出电压存在差值，从而引起开关S2两端电压逐渐上升。在t8时刻以后，电路的工作条件又和区间1相同，一个新的开关周期又开始了。

2 减少开关关断损耗

前面已提到，ZVS技术可以减少开关的导通损耗。在区间8内，当MOSFET S2关断时，其漏源极间的电压会非常缓慢地增加，直到电容C1存储的能量完全转移给输出端的负载。因此，当流过开关S2的电流降到0时，其漏源极间的电压还远远小于输出电压Vo，这样能极大的减少开关的关断损耗。

本文所提出的变换器中，开关的导通损耗近似为零和关断开关损耗也显著降低。虽然该变换器结构比较复杂，辅助电路中包含15个元件，但它同时减少了导通损耗和关断损耗。因为所有辅助元件的工作时间相对于开关周期都非常短，所以成本都很低。此外，采用无桥PFC还可以降低传导损耗，并达到最高的效率。

3结语

文章介绍了一种新型的ZVS-PWM升压变换器，最重要的是提出了能实现软开关的电路拓扑结构。由于采用了软开关技术，在变流过程中通态损耗也较低，因此和传统的采用硬开关控制的PWM控制器相比，该变换器在关断和开通过程中可以实现软切换，其效率更高。