基于tms320f28027的逆变电源制作

程星，黄要然，艾皓，谢作生（通信作者）

（厦门大学物理科学与技术学院，福建厦门，361000）

1 逆变电源的总体结构

本文设计了一个基于数字信号系统的单相逆变电源，可将15V直流电转化为峰峰值为25V交流电。

该逆变电源主电路由驱动电路，单向全桥电路，滤波电路，输出电压测量电路构成。数字控制采用Ti公司的常用数字信号处理系统c2000tms320f28027进行PI控制后产生SPWM波形，采用自带死区的IR2104驱动MOS管，经全桥逆变和LC低通滤波电路。输出正弦波。整体结构如图1所示。

图1 逆变电源整体结构图

2 单相全桥逆变主电路制作

图2 逆变电源主电路

IR2104在8V以上电压供电时输出为一对自带死区互补的控制信号，其输出的高电平可达8V。采用IR2104可省去程序的死区设计。

输入电压为15V，在要达到输出电压为25V正弦波的情况下，电流最大可达2A。如此根据输入输出功率相等，输入电流可达1.67A。按照两倍裕量，应选择耐压大于30V，导通电流大于3.33A的N沟道MOS管，且要保证2104能使其完全导通。且导通后导通电阻需要极小。根据实际情况。选用IRF540N。其Vgs（th）为4V，耐压Vds可达100V，导通电流可达110A。

3 驱动电路制作

采用IR2104的典型应用电路如图3所示。

图3 基于IR2104的驱动电路原理图

注意必须要使用两块2104，并且输入两块2104内的波应为互补的SPWM波形。其输出N1，P2分别控制Q1，Q4同时导通。P1，N2分别控制Q2，Q3同时导通。原则上如果只采用一块2104芯片时也可以使全桥在我们需要的模式下工作。那么它的高端输出接Q1与Q4，低端输出接Q2与Q3。但是当这一块芯片没有SPWM输入时，其高端输出为持续的低电平，低端输出为持续的高电平，那么Q2与Q3会处于导通状态，那么就无法时电路关断，造成资源浪费。

而使用两块2104时，只要没有输入，电路就不会工作。符合我们的要求。

4 交流电压采样电路

此处输出的正弦波电压。我们需要对其进行采样。但是因为它是正弦波，输出的电压有正有负，而dsp只能进行正电压的数字转换，所以不能直接对其采样。具体的做法是：利用交流电压互感器，先对输出的25V峰峰值的交流电压隔离变换为峰峰值为3.3V以下。再对其输出端口中的低端给一个标准电平。

而28027的第一个端口即为一个准确为3.3V的基准电压输出。我们可用电阻或者运算放大器对其平分后为1.65V作为上述标准电平的取得。不需要另外再制作提供基准电压的电路。

图4 输出电压的采样电路

5 交流电压有效值计算

传统的真有效值计算涉及真有效值芯片如AD637的运用。如此会大大增加电路的复杂性和对结果的干扰。本文采用的c2000系列的tms320f28027具有强大的浮点计算能力。采用合适的算法即可准确计算出输出电压有效值。具体如下：

前提须知本文采用的开关频率为15kHz。300个载波周期为一调制波周期，控制AD采样频率与载波频率一致。这对于28027是方便做到的。即每一个开关周期伊始发出一SOC信号使相应的的AD管脚开始采集信号后结果存入相应的ADCRESULT。然后在每一个EPWM的周期中断内将此时的ADCRESULT值做相应的比例变换后存入设定的一个数组。此数组设为长度为300。其存入的300个值刚好为300个测量所得的电压。对这300个按公式：

即可得出电压有效值，其中Uref为点交流检测电路中设定的偏移电平值。

6 SPWM控制方案

SPWM是应用于电源逆变的最广泛的控制技术，其易于控制，能产生固定频率的输出且谐波较少的优点，所以本文拟采用SPWM控制。

SPWM通常的调制方式有：单极性调制，单极性倍频调制及双极性调制，其中双极性调制控制简单且谐波较低。所以采用双极性调制方式。

具体的生成方式有：自然采样法，对称规则采样法，不对称规则采样法。其中不对称规则采样法生成简单，且谐波较低。所以拟采用不对称规则采样法。

图5 不规则采样法

其中：

Tc为载波周期，sω为调制波的角频率，m为调制比在本文中为输出电压有效值与参考电压经过PI调节后得出的数值。对于一个周期内的第i个交点有：

其中N为调制波与载波的周期比值。本文取300，那么一个周期内i的范围可取为1到300。

具体DSP生成SPWM的方式是：每过一个Timebase clock，控制器进入epwm中断，每次进入中断后改变CMPA与CMPB的值为相应的值，即可在下一脉冲的Timebase clock生成相应的脉冲宽度的脉冲。而此处对进入中断后进行数据处理的时间有极高要求，如果在此中断进行较大的计算会产生较大延迟而使输出的SPWM有较大偏差。所以并不建议采用实时求CMPA和CMPB的方法。而是在通过查表的方法求具体的CMPA，CMPB。具体公式为：

CMPA=period/2＊(1+m＊sina[i]) sina[]为与sin ωst1对应的数组。

CMPB=period/2＊(1+m＊sinb[i]) sinb[]为与 sin ωst2对应的数组。

7 PI调节

本文的设计方案中m调制比为控制量。

对于PID调节：

其中e（k）是输出电压与设定的电压的偏差。

Kp能迅速反应误差从而减少误差；Kl适用于积分控制，用于消除误差；KD可以减少超调量，克服振荡，使系统稳定性提高，加快系统的动态响应速度，减少调整时间。

本文中仅采用PI调节，即KD为0。

8 电感电容值的选取

首先确定开关频率为15kHz，载波与调制波频率比值取300。那么调制波频率即为我们需要的50Hz。

8.1 LC滤波电路

直流母线电压通过单相桥式电路，由于桥式电路采用SPWM波控制，所以输出为电压幅值相等，而宽度不等的高频脉冲。在这个波形里面，除了我们需要的50Hz的基本，还有其它高次谐波，所以需要在输出端设置滤波器。我们采用LC低通滤波器。

图6

取纹波电流为输出峰值电流Iop的15%：

在双极限调制中，滤波电感的大小为：

其中Vd表示输入直流电压，Vom表示输出电压峰峰值，m表示调制深度，N是载波比。

取得电感值为4mH，取截止频率为开关频率的1/10，则：

则可得：

根据实际参数，对电感电容进行适当调整，取得电容值为4.5μF，即为两个225的CBB电容并联。

8.2 直流电路处的稳压电容

稳压电容，要保证输入直流电压稳定，故取较大电容，并联两个1000μF，50V的电容。

9 控制系统软件设计

DSP28027不仅具有强大的浮点计算能力，而且有增强型的高精度epwm输出，且内置12位的ADC。可对输入电压与输出电压进行精准数字变换后实现过压保护与PI调节并加以反馈。采用DSP28027可在多处取得方便。

程序设计是本文介绍的逆变器设计的重点。具体流程图如图7所示。

图7 主程序流程图

10 测试结果

图8为实际测量得出的SPWM波波形，由于每个开关周期得占空比都在一定范围内变化，所以在示波器上看来高低电平有一段重合。若调制比m为0.8，那么有重合得那一部分占全周期比值即为0.8。若m为1，那么全周期都会有重合。且对于高电平而言，其色彩亮度是从左至右由深入浅。

图9为实际测量得出得结果，波形几无失真。输出电压峰峰值为24.8，仅有0.2/25=0.008的相对误差。其频率为50.4，也仅有0.4/50=0.008的相对误差。可见本文介绍的方式具有一定的实用性。

图8 SPWM输出结果图

图9 输出电压图

11 结语

本文设计的单相逆变电源主要包含DC/AC逆变主电路，驱动电路，输出电压测量电路，输出电压有效值计算策略，SPWM控制策略，PI调节算法。整机系统测试结果证实了本文设计方案的有效性，样机在输出电压波形、输出电压稳定精度、输出频率精度等方面均能达到设计指标。