基于LLC-DCT母线变换器的收/发模块电源设计∗

2018-11-26张俊

舰船电子工程 2018年11期

张俊

（中国船舶重工集团第七二三研究所扬州 225101）

1 引言

随着现代信息技术和半导体器件的发展，高效率和高功率密度模块电源已经成为推动分布式供电技术快速发展的关键因素［1～2］。舰载有源相控阵雷达领域中，大面阵多单元收/发模块（T/R）广泛采用分布式供电系统（DPS）架构［3～6］，一次电源采用高功率因数高效率的AC/DC模块，二次电源采用高效率高功率密度的DC/DC模块［7］，确保供电品质的同时，提高相控阵雷达的任务可靠性。单个收/发模块采用多路电源供电技术，其中接收控制单元需要高稳定度、低纹波高质量低压电源，发射单元中GaN功率放大模块需要大功率脉冲直流供电，其特征为大脉冲电流、快上升沿、大占空比。由于舰载有源相控阵雷达天线阵面的尺寸进一步减小，阵面中收/发模块单元数量进一步提高，对二次供电电源的体积、功率密度和可靠性提出了更高的要求。

LLC谐振变换器［8～10］的谐振软开关特性使得它可以工作在更高的开关频率下，并且获得较宽输入电压范围和较高功率密度，是一种十分有潜力的电源拓扑。LLC直流变压器［10］（LLC-DCT）由于其恒定的直流增益，可以用作母线变换器，在整个电源架构中起到初次级隔离和等比例变换作用。对于LLC-DCT拓扑，开关频率工作在谐振频率时，不仅电路直流增益为1，其初级开关MOSFET实现零电压开通，次级整流管实现零电流关断，整个电路开关损耗最小，变换器效率最高。并且原副边工作电流接近正弦波，其中电流高次谐波少，减少对外电磁干扰同时也降低 EMI设计难度［8，10～12］。LLC-DCT由于其不存在补偿环路，不用调节电源开关频率以改变电路增益以实现稳定输出的复杂操作，其工作频率可进一步提高。电源的控制简化了调频调宽操作，只输出固定频率、固定占空比、固定死区的驱动信号，可以选用简单控制器实现，其可靠性也有较大提升。

本文结合大功率收/发模块技术指标要求，采用LLC-DCT母线变换器技术，后级并联多个BUCK同步降压模块结构，可以保证较高变换效率的同时很好地解决初次级隔离和多路输出问题。结合LLC-DCT母线变换器特性分析，设计输入电压300V，输出电压28V和9V的高输入电压高功率密度两路输出收/发模块电源。

2 电源方案设计

基于GaN功率放大器的收/发模块，其供电技术指标：

表1 技术指标

针对DC300V高输入电压，电源模块第一级采用LLC-DCT母线变换拓扑，等效变比10∶3，额定输入电压时，输出电压为45V，后级并联两路BUCK同步整流电路，分别输出直流28V和9V。为了进一步降低直流9V电源的纹波，9V输出端串联线性稳压器LDO。具体组成如图2所示。

3 LLC-DCT母线变换器

针对收/发模块电源300V高压输入和大功率输出，设计采用高效率LLC半桥拓扑。半桥拓扑可以将开关管的电压应力相对正激结构减少一半，变压器使用率可以接近100%，变压器的体积相对正激减少一半，有效开关频率也能提高一倍［4］。LLC谐振变换器的两个主开关管V1和V2构成一桥臂，如图2所示，其驱动信号是占空比固定为0.5的互补信号，相比较传统LC谐振电路，激磁电感Lm参与部分阶段的谐振。当变压器初级电压被输出电压箝位时，即次级负载映射期间，Lm不参加谐振，Lr和Cr构成LC串联谐振网络；当变压器不向次级传递能量时，即次级负载断开期间，Lm电压不被箝位，Lm、Lr、Cr共同参加谐振，谐振电感 Lr、谐振电容 Cr和变压器励磁电感Lm构成LLC谐振网络。在LLC谐振变换器中有两个谐振频率，其中LC的本征谐振频率［8］：

3.1 LLC-DCT的等效模型

根据基波近似理论，LLC-DCT母线变换器同LLC变换器一致，变压器次级侧直流负载可等效为初级侧交流负载 Re=8n2Rloadππ2，并得到LLC-DCT的等效电路，如图3所示。

由等效电路可计算得到不同工作频率下的电压增益［8］：

由增益公式可知，LLC-DCT的直流增益是Qe、fn、Ln的函数，谐振腔的参数固定后，参数Ln确定，Qe与后级直流负载大小相关。LLC-DCT工作在谐振点附近，在满足实现初级开关管最小谐振电感的情况下，当Ln越大，励磁电感Lm增大，导致变压器励磁电流减小。轻载时为了实现初级侧开关管的ZVS，需要驱动脉冲的死区时间增加，变换器工作占空比减小，变压器的利用率降低。当Ln越小，相同谐振电感Lr情况下，励磁电感Lm减小，变换器向次级传递能量时，励磁电流增大，开关管导通损耗增加。实际应用综合考虑合适的死区时间设置和降低初级开关管导通损耗，Ln取值范围一般为 0.1～0.2［9］。这里假设值为0.2，做出Qe和fn的直流增益图，分析LLC-DCT母线变换器工作特性，如图4所示。

结合LLC-DCT不同频率下电路工作模式分析，LLC-DCT变换器可以工作在三个工作区［9］，对应初级开关管和次级整流管工作在不同的工作模式，如图4所示。工作区1：初级开关管工作在ZVS模式，次级整流管非零电流关断模式；工作区2：初级开关管工作在ZVS模式，次级整流管工作在ZCS模式；工作区3：初级开关管工作在硬开通模式和ZCS模式，次级整流管工作在ZCS，此工作区为容性工作区，设计时应避免变换器工作在此工作区内。由于主开关MOSFET工作在ZVS模式，开关损耗小，所以一般设计LLC-DCT工作在工作区1或2。

3.2 LLC-DCT工作区域选择

由图4可知，LLC-DCT理想工作点为本征频率fn=1，即fs=fr时，此时电路工作增益M等于1，不同负载情况下，LLC-DCT的输出电压不变。由于谐振元件参数存在离散性（谐振高压瓷片电容容值差异约±5%，平面电感感值差异约为±5%），实际本征谐振频率范围0.952fr≤fr-real≤1.052fr。考虑电源模块批量化生产需要，需要通过频率设置余量，确保电源模块都工作在同一个模式下，简化电路拓扑和驱动时序设计，提高可靠性。LLC-DCT谐振点fr附近存在两个工作区：fs＞fr工作区 1；fs＜fr工作区 2，工作在两种不同的工作状态，主要区别为次级整流电路的不同工作模式。

LLC-DCT次级整流管考虑输出电流的大小和输出电压高低，有两种选择：肖特基整流管和同步整流管。在高输出电流情况下选择低导通电阻的SR整流管作为次级整流管可以进一步提高效率。由于没有输出电感，SR整流管驱动信号时序不同于普通半桥电路的同步整流驱动。通常设计使用专用电流型同步整流芯片驱动SR整流管，但电路复杂。为了简化电源设计，利用初级开关管驱动信号直接放大驱动SR整流管。

由于LLC-DCT不同工作区初级开关管和次级整流管工作状态不同的特性，需要对不同工作区内LLC-DCT次级SR整流管工作状态进行分析，确定实际工作区间。LLC-DCT工作在工作区2的LLC-DCT初级开关管关断前，流经变压器初级的电流等于变压器励磁电流，变压器不再向次级传递能量，如图5所示。此时次级SR整流管电流为DCM状态，由于此刻整流驱动信号宽于实际SR整流管中的电流信号，SR整流管会出现反向电流尖峰，此刻电路次级存在较大损耗，并且增加SR整流管的电流应力，如图6所示。当SR整流管中电流Is-reverse反向时，变压器原边感应出反向电流Ip-reverse。当反向电流Ip-reverse高于开关管V2的ZVS抽流电流Im时，回路中电流为零，谐振腔电流不能给V2管寄生电容放电，开关管V2不能实现ZVS如图5所示。开关管的硬开通增加了原边桥臂直通的可能，降低了变换器的可靠性。

LLC-DCT工作在工作区1，此时前级开关管带电流关断，流经变压器的电流值大于变压器励磁电流，变压器继续向次级传递能量如图7所示，次级MOS管工作在带电流关断状态，没有反向电流尖峰。当驱动信号为零后，电流流向由MOS管改为体二极管，损耗主要为体二极管的反向恢复损耗，如图8所示。由于设计工作点靠近谐振点fr附近，LLC-DCT初级开关管关断时刻，流经变压器初级的电流接近变压器励磁电流，此时次级整流管中电流很小，次级整流反向恢复损耗很小。

4 样机测试

基于LLC-DCT母线变换器，结合收/发模块的实际负载特性，设计了一台收/发模块电源，使用通用PWM控制器产生PWM信号，初级开关管采用隔离变压器驱动，同时PWM信号同时送至低压驱动器，经放大后直接驱动次级SR整流管。LLC-DCT母线变换器后级接两路BUCK同步整流电路。设计LLC-DCT的LC谐振频率fr为250kHz，为了降低印制板层数，将变压器初级印制线圈线圈独立置于次级线圈一侧，通过调节变压器气隙，测得平面变压器励磁电感120μH，漏感2.8μH，外接谐振电感15μH，此时谐振电感为17.8μH，谐振电容选用22nF。为了抵消器件离散参数的影响，设计实际工作频率280kHz，LLC-DCT母线变换器工作在工作区1内，初级电流ILr波形如图9所示，初级开关管关断电流接近变压器励磁电流。

LLC-DCT母线变换器的效率如图10所示，随着负载电流增大，SR同步整流电流较肖特基整流电流效率有所提升。收/发模块电源测试数据如下表所示，满足设计指标。