直流配电系统SRDAB接口变换器的复合容错控制方法

潘羿威, 张承慧, 杜李杨, 陈阿莲, 何晋伟

(1. 电力电子节能技术与装备教育部工程研究中心, 山东大学, 山东省济南市 250061;2. 智能电网教育部重点实验室, 天津大学, 天津市 300072)

0 引言

随着智能电网及其相关技术的发展,在直流输配电、分布式发电等场合,高性能隔离直流变换器获得了广泛关注,成为提高电网智能化水平的重要设备[1-11]。另一方面,随着电力电子变换器的大规模应用,直流变换器的可靠性对配电网的运行安全带来了巨大挑战。因此,近年来电力电子变换器的可靠性、故障诊断和容错控制逐渐成为研究热点[12-20]。特别是对于应用于配电网的大功率电力电子设备,因其通常具有数量庞大的器件,其可靠性和稳定运行至关重要[4,12-20]。

引发电力电子设备故障的原因非常复杂,但据调研,约58%的电力电子设备故障是由开关器件及其驱动失效引起。针对这一类故障,传统的研究将其分为开路型和短路型。相比短路型故障会瞬间触发设备过流保护[12-15],开路型故障一般不会瞬间触发保护,但会引起其他二次故障,降低设备性能[12-15]。因此,围绕电力电子设备的开路型故障辨识及开路故障下的容错控制,近年来已有大量研究报道[12-15,18-19]。

直流配电网接口变换器可靠性提升的关键技术是对其基本单元——DC/DC变换器的故障辨识和容错控制。其中,串联谐振型双有源桥(series resonant dual active bridge,SRDAB)是一种较新颖的直流配电网功率变换设备,因其零电流开关(ZCS)、控制简单等优越特性,被认为是适用于中低压直流配电网隔离变换器的首选拓扑[2-6,16-17]。其核心是通过H桥电路发出开环定频的方波使系统处于谐振状态,从而获得较高的系统效率和快速的动态响应[21]。但由于其开环运行的方式,在开关器件故障的条件下,变换器难以对其输出直流电压进行有效控制,使得SRDAB的容错能力远低于多数闭环DC/DC变换器。据调研,目前其故障辨识和容错控制方法均很不成熟,近年来仅有文献[16-17]对其开展了初步研究。其基本思路是:在双有源桥输入侧H桥单管故障状态下,输出侧H桥重组为二倍压整流电路以恢复正常电压。然而,该方法需要额外的两组开关器件和分裂电容,极大地增加了系统的体积和成本。更重要的是,其暂态过程存在电流冲击和50%的电压跌落,对敏感负荷冲击较大。

因此,本文针对SRDAB变换器容错控制的迫切需求和难点,在分析输出侧H桥占空比调节和拓扑结构重组两种容错控制方法的基础上,提出一种复合容错控制方法。该方法可使系统实现准确故障诊断和自主容错运行,同时具有快速的暂态响应和良好的稳态性能,有效克服了文献[16-17]的容错控制存在暂态电流冲击和输出电压跌落的局限性。此外,该方法的实施无须增加任何额外硬件电路,在容错控制经济性上与文献[16-17]方法相比具有较明显优势。综合实验验证了本方法的正确性和有效性。

1 SRDAB变换器基本原理

本文所述直流配电网结构图如图1所示。其中SRDAB作为该直流配电网中的接口变换器,实现如电气隔离、配电网间功率平衡等功能。直流配电网中有若干直流负载、分布式直流源、直流储能单元等。

图1 直流配电网结构与接口变换器示意图Fig.1 Structure of DC distribution network and schematic diagram of interfacing converter

图2 SRDAB变换器拓扑及其等效电路Fig.2 Topology and equivalent circuit of SRDAB converter

SRDAB的拓扑如图2(a)所示,其主电路由两个H桥变换器、串联谐振电路和高频隔离变压器构成。由于其对称结构,SRDAB具有双向功率流动的能力。Lr1和Lr2为串联谐振电感;Lm为励磁电感;Cr1和Cr2为谐振电容,具有隔直作用,可防止高频变压器励磁饱和。为便于分析,设变压器变比N1∶N2=1∶1。设当前功率流向为从左向右,则定义S1至S4为输入侧H桥开关管,D1至D4为其续流二极管;S5至S8为输出侧H桥开关管,D5至D8为其续流二极管。系统输入电压为Ui,输出电压为Uo。若系统功率流向发生改变,则H桥的输入和输出侧定义位置互换,如图2(a)所示。为便于分析,除非特殊指明,下文中均假设变换器当前功率流向为从左向右。根据电路参数,可确定系统谐振频率fr为:

(1)

式中:Lr=Lr1+Lr2;Cr=Cr1Cr2/(Cr1+Cr2)。

当H桥输出电压Uab和Ucd都是占空比为0.5的方波、相位相同且开关频率fs=fr时,系统工作在串联谐振状态。该状态下的电路特性可用基波分析法分析[3]。SRDAB的等效电路如图2(b)所示。其中Uab,f和Ucd,f分别为方波电压Uab和Ucd的基波分量,其表达式为:

(2)

式中:ωs为开关频率的角频率。

RLC谐振网络的等效阻抗Zeq表达式为:

(3)

式中:R为系统串联等效电阻。

当系统开关频率fs=fr时,串联谐振网络的感抗与容抗大小相同方向相反,Zeq=R。此时谐振电流ir可以表示为:

(4)

在一个开关周期Ts内对瞬时功率积分,可得变换器输出功率为:

(5)

(6)

由式(6)可知,当Uab和Ucd都是占空比为0.5的方波且fs=fr时,SRDAB的输出电压与串联等效电阻和负载电阻有关。忽略线路电阻,则Uo≈Ui。由式(2)和式(4)可知,稳态时谐振电流与方波电压的基波同相,且所有开关均满足ZCS[2]。

因此,系统开关频率根据电路的电感和电容参数确定。当开关频率与谐振频率相同时,SRDAB将获得较高的功率变换效率和快速的动态响应[21]。据调研,闭环控制的SRDAB变换器于近年提出[22-27],其中文献[22-25]将传统双有源桥中的移相控制策略应用到SRDAB中;文献[26]提出了基于频率调节的电压控制方法;文献[27]提出了基于开关状态组合的电压闭环控制方法,均取得了较好的控制效果,但这些控制方法相对都较为复杂。因此在目前应用中,SRDAB仍然广泛采用开环定频方波控制[2-6,21,26]。即使当系统参数发生一定程度变化导致fr略有偏移,由于开关动作时刻流过开关器件的电流较小,故而开关损耗也比较小,能够较好满足工程应用的要求。

2 容错控制方法

SRDAB的开关管开路故障可分为两种情况。

1)故障管位于输入侧H桥时。输入侧H桥将半周期输出电源电压,半周期输出0,即Uab幅值将降为正常工作时的一半。由式(6)可得,稳态时输出直流电压Uo=0.5Ui。

2)故障管位于输出侧H桥。由于正常状态下输出侧H桥工作在同步整流模式,当输出侧H桥某开关管出现开路故障后,其续流二极管仍然可以正常导通,故输出电压不受影响。此时,不需要采取额外措施来实现容错运行控制。

因此,对SRDAB的开路故障研究主要针对输入侧H桥开关器件。针对输入侧开关器件故障问题,借鉴传统多电平变换器典型容错控制的思路,即改变调制策略和拓扑结构[13-15,18],分析两种可行的容错控制方法如下。

2.1 占空比调节容错控制方法

占空比调节容错控制方法的基本思想是利用非谐振双有源桥变换器中的调制方法[22-25],通过引入电压闭环调节,使得变换器在输入侧开关器件故障的情况下,可以迅速恢复正常电压。根据双有源桥拓扑结构上的对称性,若调节输出侧H桥输出方波电压占空比,使其基波幅值、相位与输入侧H桥方波电压相同,则输出侧直流电压理论上将恢复为正常工作时的大小。图3给出了S3出现开路故障时该方法的波形示意。这里仍用基波分析法[3],可得两H桥方波电压基波表达式如下:

(7)

式中:α为输出侧H桥两桥臂驱动信号的移相角,0≤α<π/2。

图3 H桥开关状态与方波电压波形Fig.3 Switching states of H bridges and waveforms of square voltage

将式(7)中的直流分量0.5Ui和Uocosα代入式(5),可得变换器输出功率为:

(8)

输出直流电压为:

(9)

忽略线路电阻,则

(10)

由式(10)可知,调节α可使电路工作在boost模式。若令α=π/3,则输出侧直流电压可恢复到正常范围。在此基础上引入电压闭环调节,使变换器在发生电压跌落时,由开环运行转换为闭环运行,则可实现变换器输出电压的快速恢复,显著减小故障初期的输出电压暂降。这是本方法的主要优点之一。该容错方法的控制框图如图4所示。

图4 占空比调节容错控制方法控制框图Fig.4 Control diagram of duty-cycle regulation fault-tolerant method

由于电压闭环的在线调节作用,变换器不需要辨识具体确切的故障信息,即可实现故障状态下电压自恢复。这是本方法的另一优点。

占空比调节打破系统正常谐振过程,稳态时高频电流不再是正弦,部分开关将不满足ZCS。对于特定的α,稳态时的电流时域波形可通过分段求解不同时段电路的零输入响应求得。附录A表A1中给出了α=π/3时半周期内不同时间段内的系统等效电路和高频电流的表达式。其中,设稳态时Ui=Uo=Udc,且t=0时Cr的电压值为uc0。对于SRDAB,该值的大小与负载有关[21]。

设uc0=-0.75Udc,同时电路参数如附录A表A2所示时,则根据附录A表A1中的表达式,可得高频电流ir波形如图3红色曲线所示。可见SRDAB的正常谐振过程被打破,同时输出侧H桥在电流较大处发生硬关断动作,会产生较大的开关损耗。因此,该方法适用于对系统效率和电磁性能要求不高的场合。

2.2 拓扑结构重组法

文献[28]针对一类串联谐振型DC/DC变换器拓扑,提出一种基于拓扑结构重组的容错运行方法,其基本思路是在故障发生后,利用剩余健康器件将全桥或三电平拓扑重构为两电平半桥运行。因此,拓扑结构重组法利用双有源桥拓扑结构上的对称性,考虑到在输入侧H桥发生单管开路故障后,其实质上已退化为半桥,此时直接将输出侧H桥退化为半桥即可实现容错运行。

由于重组为半桥后输入输出侧H桥输出方波电压将降为正常工作电压的一半。因此,将式(5)中的直流电压替换为0.5Ui和0.5Uo,可得:

(11)

输出直流电压为:

(12)

由式(12)可知,输出侧H桥重组为半桥的方法可使故障系统恢复正常电压。图5所示为拓扑结构重组后一个开关周期内不同时间段的电路工作状态。其中假设输入侧H桥S3出现开路故障,输出侧H桥重组为半桥,S6闭锁,S8开路,S5和S7的驱动脉冲与S1和S3相同。0≤t

图5 拓扑结构重组后电路工作状态Fig.5 Circuit operation states after topology reconfiguration

需要说明的是,输出侧H桥具有4种半桥重组状态,图5仅给出了一种重组情况。由于谐振电容的隔直作用,4种重组状态输出的方波电压并无本质差别,因此任意一种半桥均可实现系统的容错运行。

需要特别说明的是,该方法需要输入侧H桥确切的开路故障信号来触发输出侧H桥的重组动作。为准确判断系统故障,可采用两种检测方法:①增加硬件电路实时检测开关管的故障状态[12-15],其增加了系统的成本和复杂性;②检测输出侧电压跌至50%,即认为是输入侧H桥出现开路故障,以区别由负载扰动造成的电压变化[16-17]。但这种大范围暂态电压跌落对敏感负荷影响较大,且重组过程需要使用相应的软启动控制策略以降低电流冲击[3]。

在对系统硬件不做任何改动的前提下,占空比调节法和拓扑结构重组法对比如附录A表A3所示。占空比调节法由于引入电压闭环调节,其不需要辨识系统故障,故而可以在第一时间实现故障后输出电压调控,降低暂态输出电压降落,但容错运行后系统运行效率有所降低;拓扑结构重组法可以保证容错运行后系统仍然工作在ZCS,但需要确切的故障信号,而该信号的检测是以增加硬件检测电路或50%暂态电压降落为代价。

2.3 复合容错控制方法

为了克服2.1节和2.2节中所提出的两种单一控制方法的局限性,本文进一步提出一种复合容错控制新方法,该方法兼具占空比调节法和拓扑结构重组法的优越性,无需进行任何硬件改动,且系统容错运行后工作在ZCS模式。

首先,对于占空比调节容错控制方法,若系统出现单管开路故障,则系统电压恢复正常时α≈π/3;若由于负载突变等原因造成的电压跌落导致电压调节器误触发,系统电压恢复正常时α≈0。因此可以利用电压调节器的输出值作为单管开路故障的依据。复合容错控制方法的基本思想是:出现电压跌落后,使能系统的电压闭环控制器,实现故障发生后的快速调节,获得良好的暂态特性;同时通过读取电压调节器的输出值辨识开路故障,在确认故障后重组电路拓扑结构,实现稳态高效率运行,极大地降低了故障检测的代价。复合容错控制方法见图6。

图6 复合容错控制方法流程图Fig.6 Flow chart of hybrid fault tolerant control method

该方法的实施详述如下。

1)根据当前的功率流向定义SRDAB的输入和输出侧H桥电路。

2)当输出侧电压跌落到正常值以下(如额定电压Um的90%)且输入侧直流电压正常时,系统运行进入第Ⅱ阶段,启动占空比调节,闭环调节输出电压至正常值。

3)定时读取PI调节器的输出,若连续n次α>αup,且电压恢复正常范围内(Um± 5%),则认为出现单管开路故障;若电压在正常范围内且连续n次α<αdown,则认为是误判,系统返回第Ⅰ阶段运行。

4)单管开路故障确认后输出侧H桥重组为半桥运行,系统运行进入第Ⅲ阶段。容错控制过程完成。

在复合容错控制方法中,电压调节器一方面在第一时间稳定系统输出电压;同时其输出调节值又作为系统单管开路故障的观测器,通过定时读取并加以判断即可区别系统开路故障与其他原因造成的电压暂降,避免故障误判。容错运行后的系统稳态仍然工作在ZCS模式,运行效率较高。

3 实验验证

为验证本文提出的容错运行方法的有效性,本文以TI公司的数字信号处理器(DSP)芯片TMS320F28335为控制器,三菱公司的PM50B4LA060为主电路H桥模块搭建了一台实验样机,如附录A图A1所示。实验系统关键参数如附录A表A2所示。

变换器无容错控制时的实验结果如附录A图A2(a)所示。首先,变换器正常工作时输出电压约为96 V,其中4 V的压降是由于线路阻抗所致,如式(6)所示。输入输出侧H桥输出方波电压占空比均为0.5,系统工作在串联谐振状态,且开关管满足零电流开通和关断。随后输入侧H桥发生单管开路故障,输出电压在约100 ms后达到稳态,跌落至正常状态的1/2。同时,输入侧H桥输出方波电压幅值、谐振电流幅值均降为正常状态的1/2。

采用本文提出的复合容错控制方法后变换器的实验波形如附录A图A2(b)所示。可见变换器的容错运行过程分3个阶段。

第Ⅰ阶段:故障发生前,系统正常运行。

第Ⅱ阶段:占空比调节阶段。程序设定变换器在电压跌落10%时触发占空比调节。可见,在电压闭环调节作用下,系统能够及时维持输出电压,没有出现较大的电压跌落。容错运行过程中最大电压跌落为13 V,且电流变化平稳无冲击。由附录A图A2(b)左下角波形图可知,在此期间输出侧H桥方波电压占空比约为1/3,且在电流峰值处发生硬开关动作,系统开关损耗增加。

第Ⅲ阶段:变换器输出侧H桥重组为半桥,重组后的系统满足ZCS。容错运行后的系统输出电压相比故障前输出电压降低了6 V,这是由于重组后的系统在线路阻抗上会有更大的压降,可通过比较式(6)和式(12)得知。

系统在故障发生后,分别经过占空比调节、拓扑结构重组两个阶段。容错运行过程中输出电压稳定,没有较大的电压跌落和电流冲击等现象。因此本文提出的复合容错控制方法可实现变换器的平稳、高性能故障容错运行。

4 变换器容错运行下的性能分析

针对本文提出的复合容错控制方法,接口变换器在容错运行状况下的性能分析如下。

1)功率容量:容错运行的核心思想是在系统局部发生故障情况下,最大限度地实现功率变换。由于部分电路失效,目前已有的容错控制大多需要系统降额运行[13-14,18-19]。针对本文研究的串联谐振DC/DC变换器,容错运行时单个电力电子器件流过的电流幅值将变为原来的两倍,如附录A图A2中的实验结果所示,故理论上变换器的功率容量将降为正常状态下的1/2。另外,容错运行后谐振电容上由于叠加了幅值为电源电压1/2的直流分量,其谐振电压峰值将会更高。

针对串联谐振DC/DC变换器在直流配电中的应用,可以考虑在容错运行时切除部分负荷,仅保证对重要敏感负荷的不间断供电。若仍需保证系统的输出功率不降低,则在变换器设计、器件选型时需考虑更大的裕量,以牺牲成本为代价来保证系统具备全功率容错运行能力[17]。同时,在谐振电容的选型上,针对其耐压值也要保留一定的裕量。

2)功率控制:本文研究的串联谐振DC/DC变换器的控制对象是输出电压,其并不直接对传输功率进行控制。然而,容错控制和系统拓扑结构发生变化会对系统的运行效率稍有影响。具体表现为:变换器在容错运行下仍然工作在串联谐振状态,但两个H桥均退化成半桥运行,此时系统的等效串联电阻上压降会略增大,导致变换器输出直流电压会比正常状态略有降低。综上所述,容错运行对变换器的功率控制不直接产生影响,但会稍影响变换器效率。

3)器件应力:在稳态容错运行条件下,H桥输出方波电压仍是在Udc与0之间跳变,容错运行后所有开关满足ZCS,如附录A图A2的实验波形所示。因此容错运行后变换器稳态时的开关器件应力与正常状态下相同。在故障发生后短暂的占空比调节运行阶段,输出侧H桥有两个开关器件会短期工作在硬开关模式。在此期间,这两只开关器件的应力变大。

5 结语

本文针对广泛应用于中低压直流配电网中的SRDAB变换器,提出了一种新型复合容错控制方法。该方法根据当前功率流向实时监测输出电压,在电压出现跌落时使能电压闭环调节,通过调节输出侧H桥方波电压占空比迅速恢复输出电压。同时电压调节器的输出值又作为故障观测器诊断开路故障,使电路拓扑结构自动重组,实现稳定高效的容错运行,从而使变换器具有自主故障诊断和容错运行能力,具有快速的暂态响应和良好的稳态特性。和传统的容错控制方法相比,本方法实现简单且不需增加或改动任何硬件。此外,容错运行过程快速平稳,没有明显的电流冲击和电压跌落。最后,实验验证了本方法的可行性和有效性。

本文目前仅关注了系统单管开路故障工况下的容错控制,多管故障时系统的容错方法有待进一步研究。另外,目前容错控制尚不能全面覆盖所有类型的电力电子变换器故障,因此复杂工况下DC/DC变换器的容错控制将是未来研究的重点。

附录见本刊网络版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。