接收机耦合雷电电磁脉冲抑制方法的研究

2018-10-24，，，

电瓷避雷器 2018年5期

，，，

(南京信息工程大学气象灾害预报预警与评估协同创新中心，南京 210044)

0 引言

雷电电磁脉冲具有频率范围宽、能量大等特点，并且具有很强的干扰及破坏作用，可以对电子设备造成严重的损伤，使电子设备不能正常工作，因此人们越来越重视雷电电磁脉冲对电子信息设备构成的威胁及其防护问题。在大规模集成电路应用中，器件的工作电压越来越低，对静电放电和雷电产生的电磁脉冲愈加敏感[1-2]。瞬态抑制二极管(Transient Voltage Suppressor，TVS)是广泛使用的半导体保护器件。理想的保护器件必须具有响应快速、电压降低、浪涌电流吸收能力强等特性。当TVS两端经受高能量的冲击时，它能以极高的速度(几十皮秒数量级)使其阻抗骤然降低，同时吸收能量将电能转换为热能，并将其两端的电压箝位在一个预定的数值上，从而保护电路的元件免受瞬态高能量的冲击而损坏[3-6]。

接收机是由天线、滤波器、放大器和A/D转换器组成的一个电路系统。而天线又是无线电通信、广播、导航、雷达、测控、微波遥感、射电天文及电子对抗等各种无线电系统必不可少的设备之一[7]。雷电电磁脉冲具有较宽的频率分布，当发生雷击时，闪电通道产生的雷电电磁脉冲被接收机内部天线所接收。由于雷电电磁脉冲的能量较大，接收机耦合的雷电电磁脉冲信号导致接收机内部天线放大电路器件的损坏。目前，Qin Haichao等人进行了雷电电磁脉冲的数学模型分析，得出在雷电电磁脉冲的干扰下，天线端口的耦合能量大到足以干扰或损坏接收机[8]；Jianqiang Wang对机载设备遭受直击雷时，短波天线耦合的雷电电磁波能量对机内设备的破坏进行了研究[9]；D. Darwanto针对天线耦合雷电电磁波现象，根据集肤效应原理，提出了一种新的电缆接地方法[10]；Furukawa S研究了在天线与后续设备间安装电涌保护器的方法，以防止后续设备遭受雷电过电压的损害[11]。但是这些已见文献中都没有研究接收机耦合雷电电磁脉冲能量的抑制方法。根据接收机内部天线耦合雷电电磁波的原理，结合实验数据，探讨了利用各种保护器件抑制接收机耦合雷电电磁脉冲的方法。希望本文的研究能为接收机雷电电磁脉冲防护技术的研究提供参考。

1 雷电放电产生的电磁场

1.1 雷电放电的电磁场

在地闪放电中大多为负地闪，正地闪很少，所以此处只讨论负地闪。雷电放电过程如图1所示[12]，带负电荷的雷云向地面产生先导放电，到达地面附近时，与地面产生的带正电荷的迎面先导突然结合，发生雷云负电荷的中和，形成主放电，主放电通道从地面以速度v向雷云发展。主放电的速度约为光速的1/20～1/2。雷击线路附近地面时，雷电通道周围空间电磁场急剧变化，会在附近线路的导线上产生感应过电压。在雷电放电的先导阶段，线路处于雷云及先导通道与大地构成的电场之中。由于静电感应，导线轴向上的电场强度将正电荷(与雷云电荷异号)吸引到最靠近先导通道的一段导线上，形成束缚电荷，导线上的负电荷被排斥而向两侧运动，经由线路泄露电导和系统中性点进入大地。由于先导放电的平均速度较慢，导线束缚电荷的聚集过程也比较缓慢，由此而呈现出的导线电流很小，一般不考虑先导阶段形成的空间电磁场[13]。

图1 负雷电放电模型Fig.1 Negative lightning discharge model

如图1所示的负雷电放电过程，主放电通道的雷电流将产生矢量位A，同时，先导通道的残余电荷由于快速变化也将产生标量位A，二者产生的总空间入射电场为

(1)

1.2 闪电通道辐射的电磁波

图2中，设雷电流为i(t)，源点P的电流元idz′到场点Q的距离为

(2)

图2 雷电放电通道有限长线电流产生的磁场模型Fig.2 Magnetic field model produced by lightning discharge channels finite line current

设向量磁位为

(3)

式中：μ0=4π·10-7，为真空磁导率。则场中的磁感应强度为

(4)

当磁带长远远小于雷电通道长(如避雷针、接地引下线、避雷线、输电铁塔以及通信等各种信号、控制电缆)时，雷电通道可视为“无限长”载流直导线，即

(5)

雷电流i(t)通道周围磁场强度H为

(6)

1.3 接收机内部天线

接收机的工作过程是发射机的逆过程，它的基本任务是将空中传来的带有信息的电磁波接收下来，并把它还原为原来的信号，它具有放大和匹配滤波功能。

在本文中，我们只讨论从接收机的天线部分到低噪声放大电路部分，接收机的工作过程如图3(a)所示。将保护装置焊接在放大电路板上，然后焊在天线的馈电端，以此来保护天线后续设备，其示意图如图3(b)所示。将天线与保护装置视为一个整体，必须保证安装保护装置后不影响天线所接收信号的正常传输。

图3 接收机的天线部分Fig.3 Antenna part of the receiver

保护装置内部的电路结构如图4所示，虚线框内为保护器件。图4(a)中的保护器件为瞬态抑制二极管(Transient Voltage Suppressor，TVS)，采用整流桥结构，因为整流桥可以减小TVS的分布电容，TVS使用P6KE6.8A和P6KE12A两种型号，动作电压分别为6.8 V和12 V；图4(b)中的保护器件为低电容TVS二极管阵列，型号为SR05，动作电压为5 V；图4(c)中的保护器件为瞬态抑制二极管阵列，型号为slvu2.8-4，动作电压为2.8 V，一共有四对引脚，分别为1，2；3，4；5，6；7，8。四对引脚之间相互独立，接其中任意一对即可。

(a)保护器件为TVS

(b)保护器件为SR05

(c)保护器件为slvu2.8-4阵列

1.4 天线接收理论

天线接收电磁能量的物理过程是：天线在外场作用下激励起感应电动势，并在导体表面产生电流，该电流流进天线负载ZL(接收机)，使接收机回路中产生电流。所以接收天线是一个把空间电磁波能量转换为高频电流能量的能量转换装置。其工作过程恰好是发射天线的逆过程，如图5所示。

当天线处于外来无线电波的电磁场内时，接收天线就感应出与外来无线电波频率相同的高频电流，并在接收天线输出端产生一电动势。当与接收机相联时，就在接收机的输入回路中激励起电流，从而实现能量的转换。

然而，并不是所有的来波都能在天线上激励起高频电流。只有平行于天线的电场分量才能在天线中激励起高频电流，垂直于天线的电场分量将不产生感应电动势。

在图5所示的系统中，根据电磁波理论，来波电场矢量的方向总是垂直于传播方向的。设来波方向与振子轴夹角为θ，来波电场一般可分解为两个分量，一个是在传播方向与天线构成的平面内，记为E；一个是在与上述平面相垂直的平面内，记为E′。前者可以分解为与天线方向平行的分量Et=Esinθ和与天线方向垂直的分量En=Ecosθ。Et将在天线上感应起电流，而与天线导体垂直的分量En和E′将不能在天线上感应起电流[14]。

图5 天线接收示意图Fig.5 Schematic diagram of antenna reception

天线在这种外场作用下激励起感应电动势，并在导体表面产生电流，该电流流进天线负载ZL，使接收机回路中产生电流。因此，接收天线等同电压源的作用，可用一等效电压发生器代替。等效发生器由电压源和内阻组成，电压源的电压值等于开路电压U，内阻是当电压源短路，对应于无来波电场时，由外电路看进去的阻抗。这个阻抗称为接收天线的阻抗，并用Zin=Rin+jXin表示。接收天线的等效电路如图6(a)所示，图中ZL是负载阻抗，表示为ZL=RL+jXL。当ZL和Zin共轭匹配时，即

(7)

式中：ZL为接收天线的负载阻抗，其实部RL为负载电阻，虚部XL为负载电抗。

Zin为接收天线的输入阻抗，其实部Rin为输入电阻，虚部Xin为输入电抗。

天线输出端电流为

(8)

式中：U为接收天线的感应电动势；F(θ,φ)为天线的方向函数。

接收功率为

(9)

图6(b)为在天线的馈电端并联保护器件的等效电路，图6(c)为当保护器件未动作时的等效电路，电容C为保护器件的分布电容。图6(d)为当保护器件动作时的等效电路，电阻R为保护器件动作时的等效电阻，R为非线性电阻。

在共轭匹配的情况下，若接收天线的主要最大方向与来波方向一致(F(θ，φ)=1)，且极化也一致时，接收机可获得最大接收功率：

(10)

(a)馈电端未并联保护器件

(b)馈电端并联保护器件

(c)保护器件未动作

(d)保护器件动作

2 试验结果与数据分析

2.1 试验模型的建立

假设大地是一个良导体，将整个试验装置放在一个导电平面上。将铜导线缠绕在一根绝缘棒上来模拟回击通道，铜导线和绝缘棒的直径分别为0.7 mm 和25.4 mm，缠绕匝数为323圈/米，回击通道高12 m。用这种方式，沿这个通道的电流传输速度相当于自由空间闪电速度的11%。回击通道模型的浪涌阻抗值为2.2 kΩ，为消除反射，将一个2.2 kΩ的无感电阻连接在回击通道模型(return stroke channel model，R.S.M.)的顶部和导电网格之间，此导电网格的间隔大约为1 m，用来提供电流的返回路径，如图7。因此，沿回击通道模型的电流将在此区域产生空间电磁场[15]。

对于这个模型，模拟的回击电流的波前时间必须在60 ns左右，为确保SPD的研究效果，电流幅值至少为几个安培。因此，用一根280 m长由直流电压源充电的高压电缆来产生此电流。一旦达到理想电压，就通过一个高速开关将电缆连接到回击通道。由于电路阻抗主要为电阻性的，所以能够产生相对较短波头时间的电流。

组合波由1.2/50 μs电压波和8/20 μs电流波组成，其虚拟阻抗为2 Ω。用组合波发生器(combination wave generator，CWG)产生8/20 μs电流，并将其注入回击通道的底部，在地面处，用与放大器相连的电流探针测量电流。在距离回击通道5 m、10 m 和15 m处用接收机耦合模拟的雷电电磁波，用数字存储示波器(digital storage oscilloscope，DSO)采集感应电压波信号，试验装置的原理图如图7所示。最后将采集到的接收机内部天线馈电端的电压波信号与天线馈电端并联各种保护器件时的信号分别进行处理，得出接收机耦合雷电电磁波电压幅值及能量。试验前先用E5071C型网络分析仪测量接收机内部各天线的S11曲线。

图7 试验模型原理图Fig.7 Schematic diagram of the experimental setup

2.2 测量接收机内部天线的回波损耗

S11表示输入反向系数，也就是输入回波损耗(Return Loss，RL)，二者的关系为RL=-S11，所以可以通过天线的S11参数来反映回波损耗。本次试验一

共用到五种不同的天线，中心频率分别是315 MHz、433 MHz、0.8 GHz和2.4 GHz，采用E5071C网络分析仪测量接收机内部各天线及其馈电端并联保护器件后的S11曲线。接收机内部天线并联TVS前后的S11参数如表1所示，从表中可以看到，并联TVS后接收机内部天线的中心频率和带宽都略有减小。

表1 天线并联TVS前后的S11参数表Table 1 The S11 parameters of antennas

并联TVS前后的S11曲线如图8所示，从图中可以看到，并联TVS后接收机内部天线的S11曲线并未发生较大变化，只是天线的中心频率和带宽略有减小。由此说明接收机内部天线馈电端并联TVS之后其各项参数变化较小，对天线的性能影响不大。

(a)315 MHz天线

(b)433 MHz天线

(d)2.4 GHz天线

(e)4 GHz天线

2.3 接收机在不同条件下耦合雷电电磁脉冲特性的分析

2.3.1 315 MHz天线并联slvu2.8-4前后接收机耦合的雷电电磁脉冲特性

图9(a)、(b)分别为315 MHz天线并联slvu 2.8-4 前后电压峰值和能量的对比图，图9(a)是距离辐射源15 m处的电压峰值比较图，从图中的变化趋势可以得到，随着冲击电流的增大，该接收机耦合雷电电磁波的电压峰值也在增大，且大致呈线性增大，其抑制效果也随之增强。图9(b)是距离辐射源10 m处的能量比较图，其纵坐标表示的是接收机耦合雷电电磁波的能量。从图中不难看出，冲击电流从5 kA增加到40 kA，接收机耦合模拟雷电电磁波的能量也在逐渐增大，不加保护器件时，大致呈现为指数增长趋势，加上slvu2.8-4之后，其能量几乎不发生变化，近似一条直线，由此说明加上保护器件后能起到很好的保护作用。

(a)距辐射源15 m处的电压峰值

(b)距辐射源10 m处的能量图9 315 MHz天线并联slvu2.8-4前后接收机耦合到的雷电电磁波特性Fig.9 The induced peak voltage and energy varies with the source impulse voltage where the antenna operating at 315 MHz is load with and without slvu2.8-4

表2为315 MHz天线并联slvu2.8-4前后的电压峰值和能量的对比，无保护器件时，电压幅值范

围为1.6 V～16.8 V，并联slvu2.8-4后电压幅值范围为0.9 V～11.4 V，能量降低了两个数量级，抑制效果比较明显。

表2 315 MHz天线并联slvu2.8-4前后的峰值和能量对比Table 2 Voltage peak and energy before and after a slvu2.8-4 is parallel setup to the antenna with its working frequency at 315 MHz

下面以超外差式接收机为例来说明安装保护器件后天线后续设备的工作情况。

以接收机内部天线的中心频率为315 MHz为例，放大电路芯片分别采用XN255、CLC425和ATR4251。XN255是低噪声卫星信号放大器芯片，工作电压的范围为2.7～3.3 V，当供电电压为3.3 V 时，绝缘耐压为7 V；CLC425是一种超低噪声宽带运算放大器，工作电压的范围为-5～5 V，当供电电压为5 V时，绝缘耐压为11 V；ATR4251是一种低噪声集成AM/FM天线放大器，工作电压的范围为8～11 V，当供电电压为8 V时，绝缘耐压为16.8 V。在离辐射源不同距离处，接收机第一级放大电路芯片在不同冲击电流下的工作情况如表3所示。

在表3中，随着冲击电流的增加，接收机耦合雷电电磁波的感应电压也随之增加，当感应电压值超过接收机第一级放大电路芯片的绝缘耐压时，芯片损坏。由于接收机耦合雷电电磁波的感应电压很高，很容易就超出芯片的绝缘内压水平，而在接收机内部天线与第一级放大电路之间加上保护器件后，能将接收机耦合到的感应电压抑制到很低的水平，芯片在之前的冲击电流下能正常工作，从而保护了接收机后续设备。由此说明在接收机内部天线与后续设备之间加上防雷保护器件能很好地保护接收机内部天线后续设备。

表3 放大电路芯片在不同冲击电流下的工作情况Table 3 The working condition of the amplifier chip under different impulse current

注：空白处表示芯片已经损坏。

2.3.2 同型号天线并联同种保护器件在不同距离处接收机耦合雷电电磁脉冲的特性

图10(a)、(b)分别为接收机内部天线并联保护器件后在距离辐射源5 m、10 m和15 m处耦合到的电压峰值和能量的变化图，图10(a)为接收机内部0.8 GHz天线馈电端并联slvu2.8-4时的电压峰值比较图，由其曲线趋势可以看出，随着冲击电流的增大，接收机耦合模拟雷电电磁波的电压峰值也增大，离辐射源距离不同耦合到的电压值也不同，离辐射源越近，耦合到的电压值越大，离辐射源越远，耦合到的电压值越小，且随着冲击电流的增大越明显。比较图9(a)和图10(a)可以看出，接收机内部天线的中心频率越小时，接收机耦合雷电电磁波的电压峰值越大，而天线的中心频率越大时，接收机耦合雷电电磁波的电压峰值越小。

图10(b)为接收机内部433 MHz天线馈电端并联SR05时的能量比较图。从图10(b)可以看出，随着冲击电流的增大，接收机耦合雷电电磁波的能量值也在增大，离辐射源距离不同耦合到的能量值也不同。当距离辐射源15 m时，耦合到的能量很少，且随着冲击电流的增大能量变化也很小。

表4为接收机内部0.8 GHz天线并联slvu 2.8-4和SR05后在不同距离处的峰值和能量，从表中可以明显看到，在同一冲击电流下，离辐射源越远，电压幅值和能量越小；离辐射源距离相同时，随着冲击电流的增大，接收机耦合到的电压幅值和能量越大。

(a)0.8 GHz天线并联slvu2.8-4后的电压峰值

(b)433 MHz天线并联SR05后的能量图10 天线并联保护器件后在距离辐射源5 m、10 m和 15 m处接收机耦合到的雷电电磁波特性Fig.10 The peak voltage and induced energy of the antennas that is parallel setup with suppression device in distances of 5 m，10 m and 15 m

冲击电流/kA0.8GHz天线加slvu2.8-4后的峰值/V5m10m15m0.8GHz天线加SR05后的能量/W5m10m15m50.620.460.365.78E-073.84E-074.25E-08101.040.720.481.48E-061.16E-069.64E-08151.460.920.623.49E-062.46E-062.48E-07201.861.240.866.28E-063.87E-063.86E-07252.421.561.189.01E-065.46E-065.68E-07302.961.921.461.12E-057.36E-067.66E-07353.542.541.821.43E-059.48E-069.35E-07404.363.222.261.74E-051.16E-051.56E-06

2.3.3 不同型号天线并联同种保护器件在相同距离处接收机耦合雷电电磁脉冲的特性

在距离辐射源10 m处，不同型号的接收机天线并联保护器件时电压峰值和能量的比较图如图11所示，图11(a)是不同型号的接收机天线并联slvu2.8-4时的电压峰值，图11(b)是不同型号的接收机天线并联SR05时的能量。

(a)并联slvu2.8-4时的电压峰值比较图

(b)并联SR05时的能量比较图图11 不同型号的天线在距离辐射源10 m 处耦合到的雷电电磁波特性Fig.11 The comparison diagrams of the induced voltage peak and energy when suppression device is parallel setup to different types of antennas at 10 m

由图11曲线趋势可以看出，随着冲击电流的增大，接收机耦合雷电电磁波的电压峰值和能量也增大，接收机天线的中心频率越小，接收机耦合到的电压峰值和能量越大，而接收机天线的中心频率越大，接收机耦合的电压峰值和能量越小。这是因为雷电流主要分布在低频部分，且随频率的升高而递减。

表5为不同型号的接收机天线并联slvu2.8-4后在10 m处的峰值，表6为不同型号的接收机天线并联SR05后在10 m处的能量。从表5和表6可以得出：当冲击电流一定时，接收机天线的中心频率越高，接收机耦合到的电压幅值和能量越小；当接收机天线的中心频率不变时，随着冲击电流的增大，接收机耦合到的电压幅值和能量也越大。

表5 不同型号的接收机天线并联slvu2.8-4 后在10 m处的峰值Table 5 Voltage peak that each antenna is parallel setup with slvu2.8-4 at 10 m V

表6 不同型号的接收机天线并联SR05后在10 m处的能量Table 6 Voltage peak that SR05 is parallel installed on each antenna at 10 m W

2.3.4 同型号的接收机天线并联不同保护器件在相同距离处接收机耦合雷电电磁脉冲的特性

在距离辐射源10 m处，接收机内部中心频率为2.4 GHz的天线并联各种保护器件前后的电压峰值如图12(a)所示。由图可得，没有并联任何保护器件时，接收机在10 m处耦合到的电压峰值在1.12 V至5.7 V之间，而并联保护器件后电压峰值基本都低于2 V。相比其他几种保护器件，P6KE12A能将电压抑制到更低的水平。

在距离辐射源15 m处，接收机内部中心频率为4 GHz的天线并联各种保护器件前后的能量如图12(b)所示，由图可得，没有并联任何保护器件时，接收机在15 m处耦合到的能量范围为2.78E-06～1.26E-04。图12(c)和(d)分别为图12(a)和(b)中并联各种保护器件后的放大图，此图更清楚地显示了添加各保护器件后的抑制效果。添加保护器件后能将能量降低2～3个数量级，其中P6KE12A的抑制效果更明显。

(a)距辐射源10 m处2.4 GHz天线并联各种保护器件前后的电压峰值对比图

(b)距辐射源15 m处4 GHz天线并联各种保护器件前后的能量对比图

(c)距辐射源10 m处2.4 GHz天线并联各种保护器件后的电压峰值图

(d)距辐射源15 m处4 GHz天线并联各种保护器件后的能量图

表7和表8分别为接收机内部中心频率为2.4 GHz 的天线和4 GHz的天线并联各种保护器件后在10 m处的电压峰值和能量。从表中可以看出：当冲击电流不变时，接收机天线馈电端并联各种保护器件后，接收机耦合到的电压幅值和能量均变小，这说明加上保护器件后都能起到好的抑制效果。在本次试验的四种保护器件中，后两种TVS的抑制效果最好，且P6KE12A比P6KE6.8A的抑制效果好，这说明TVS的动作电压越大，抑制效果越好。

表7 2.4 GHz天线并联各种保护器件前后在10 m处的峰值Table 7 Voltage peak that the antenna working at 2.4 GHz is setup with and without various suppressors at 10 m V

表8 4 GHz天线并联各种保护器件前后在10 m处的能量Table 8 Energy that the antenna with its operating frequency at 4 GHz is set up with and with out various suppressors at 10 m W

综上所述，接收机耦合雷电电磁波电压幅值及能量的大小对接收机内部天线后端放大电路造成一定的危害，通过保护器件对天线后续设备进行保护，可以有效地抑制接收机耦合雷电电磁波电压峰值及能量。在实际应用中，考虑到天线馈电端并联保护器件后，其中心频率、带宽等参数也会发生相应的变化，故在设计天线时，需将保护器件的分布参数考虑在内，将保护器件与天线设计为一整体。