风冷冰箱控制板风扇电机驱动电路EMI问题改善方案分析

2018-09-28阚爱梅,周泽,任国兵

家电科技 2018年9期

1 引言

当前市场上风冷冰箱以不需要手动除霜的优势受到越来越多消费者的青睐，市场占也比越来越大。作为风冷冰箱的关键部品，对风扇电机的研究就变得尤为重要。

目前风冷冰箱用的风扇电机内部一般都集成了驱动电路，冰箱控制板只提供电源供电，电源供电电路分为两种：定压驱动方式和调压驱动方式。其中调压驱动方式可以通过调整电源电压输出大小来调整风扇电机转速，其制冷效果比定速驱动方式更有优势，因此调压驱动方式在当前风冷冰箱上的使用较为普遍，冰箱控制板风扇电机调压驱动方式电路是由开关管、电感、电容、续流二极管组成的较典型的buck电路，通过PWM方波来调整电路输出电压，从而实现风扇电机转速的调整。

为了避开人耳的敏感噪声频率段，buck电路PWM频率一般在8K以上，风扇电机一般在2W以上，因此调压驱动电路对整个冰箱控制板EMI的影响也不容小觑。当前行业内大家普遍使用分立器件电阻、电容、三极管来驱动达林顿管，再通过控制达林顿管开关时间实现PWM的输出。

为了实现冰箱驱动电路集成化，我司将冰箱常用的大部分负载驱动电路进行了集成化设计，形成了一款驱动芯片，将风扇电机调压驱动电路中除电感、电解及二极管外的其他分立器件进行了集成设计，芯片内部使用Mos管取代达林顿管，出现了某些型号风冷冰箱在做骚扰功率测试时裕量不足的情况。

本文旨在分析风扇电机调压驱动电路由达林顿改为Mos所带来的骚扰功率不合格原因及提出相应的改善方案，并以某款冰箱驱动电路集成化的风冷冰箱在做EMI其中一项骚扰功率（30M～300M频率）测试时，出现的30M频率附近裕量不足（参见图3（b））现象为案例。

2 原因分析

本案例在测试骚扰功率时已对干扰源产生区域进行了排除，发现是风扇电机驱动电路产生的噪声造成了骚扰功率在30M频率附近裕量不足。

风扇电机驱动电路为buck电路，输入电压为12V，PWM占空比在0.45～0.9，频率为8K,储能电感为1mH，续流二极管为肖特基二极管，负载功率在2W以上。以下介绍了buck电路原理、工作模式及干扰产生机理。

2.1 风扇电机调压驱动电路工作原理

图1 风扇电机调压驱动电路示意图

图2 输入信号与电感电流波形图

图3 骚扰功率测试曲线

如图1（a）中红色区域所示，是冰箱控制板风扇电机调压驱动电路示意图，是一个典型的buck电路。当Mos导通时，其等效电路如图1（b）所示，电源电流经L1给CE1充电，同时给负载提供能量；当Mos关断时，其等效电路如图1（c）所示，电感电流通过二极管续流，给负载提供能量。

图4 45%占空比波形图

图5 90%占空比波形图

图6 谐振等效电路示意图

2.2 buck电路工作模式

Buck电路按照电感电流是否连续分为CCM（连续导通模式）、BCM（临界连续模式）、DCM（断续导通模式）三种工作模式：

（1）CCM模式输入信号及电感电流波形示意图如图2（a），在一个周期内输入信号为低电平时Mos关断，电感放电电流线性下降，在电流到达零点前，输入信号变为高电平Mos导通，电感电流线性增加，电感电流不会到达零点；

（2）BCM模式输入信号及电感电流波形示意图如图2（b），在一个周期内输入信号为低电平时Mos关断，电感放电电流刚好到达零点时输入信号变为高电平Mos导通，电感电流线性增加；

（3）DCM模式输入信号及电感电流波形示意图如图3（c），在一个周期内输入信号为低电平时Mos关断，电感放电电流到达零点并持续一段时间后，输入信号变为高电平Mos导通，电感电流又线性增加。

图7 函数曲线

图8 150uH电感时测试及验证

2.3 骚扰功率测试情况及分析

图3 （a）是风扇电机电路输入pwm信号0.45占空比时，测得冰箱整机骚扰功率测试曲线，裕量较大；图3（b）是风扇电机电路输入信号0.9占空比时，测得冰箱整机骚扰功率测试曲线，在33.66M附近噪声较大，裕量较小，只有1.2dB。

图4（a）是输入信号45%占空比的二极管两端电压和电感电流波形图，图4（b）是输入信号45%占空比的二极管两端电压和二极管电流波形图。

45%占空比时，从图4（a）电感电流可以看到每个周期输入信号高电平时电感电流从零点线性增加，在输入信号变为低电平时，线性减小到零并维持一段时间直至下一个周期高电平到来，可以判断buck电路进入了DCM模式，而从图4（b）、（c）中可以看出在电感电流放到零时，也即是二极管电流减小到0时，由电感、电容、二极管组成的环路产生了谐振，谐振频率f=1/T=1/2.5us=400kHz，从骚扰功率测试情况来看，此谐振频率不在骚扰功率频段范围，不会对测试结果产生影响。

90%占空比时，从图5（a）电感电流可以看到每个周期在输入信号高电平时，电感电流从非零点线性增加，在输入信号变为低电平时，电感电流线性减小到起始电流值并进入下一个周期，可以判断buck电路进入了CCM导通模式，从图5（b）、（c）可以看出每个周期电压由低电平到高电平转变时，电路发生了谐振，谐振频率f=1s/T=1s/29ns=34.5M，考虑测量误差可以认为此频率点和骚扰功率测试裕量较小的频率点基本一致，因此推测此谐振是骚扰功率最差频率点33.66M主要噪声来源，对骚扰功率测试结果产生了明显影响。

图5（c）测得的谐振频率是由二极管的结电容及开关环路寄生电感产生的谐振引起的。其等效电路图如图6所示，二极管等效为电容C，寄生电感等效为电感L。

本案例中芯片引脚（Mos开关处）至二极管处Pcb板走线长度在50mm左右，按照1nH/mm计算约为50nH查找二极管规格书结电容为400pF，则谐振频率：

将L=50nH，C=400pF代入上式可得：f=35.6M估算结果和骚扰功率最差点33.66M基本一致。

至此，可以确定在续流二极管反向恢复时产生的谐振是噪声的主要产生源，谐振的过程是由于Mos及走线上的寄生的电感和二极管的电容构成了谐振电路。

图9 续流二极管处并联RC

图10 风扇电机buck电路使用达林顿时0.9占空比时二极管两端电压及电流波形展开图

3 整改对策和效果验证

3.1 调整电感使buck工作在DCM模式

由图3（a）、（b）对比可以看出，DCM下骚扰功率测试效果较好，因此猜测在满足负载驱动的情况下，使风扇电机驱动buck电路工作在DCM模式下可以解决骚扰电压裕量不足问题。要使电源在DCM模式下工作，需要调整电感大小。Mos导通时参考图1（b）和图2（a）对电感电流上升过程段分析可得：

L为电感值，Vin为输入电压，Vo为输出电压，iLmax为电感电流最高点电流值，iLmin为电感电流起始点电流值，T为输入信号周期，Ton为导通时间，D为占空比。

由buck电路电感电流平均值即为负载电流值可得：

Io为负载电流，Toff为电感电流一个周期内从iLmax减小到iLmin持续的时间。

由①、②方程可得：

参考图2（c）可知，DCM模式电感电流在每个周期的起始值为0，且Toff小于输入信号低电平持续的时间，要使电源工作在DCM模式可得：

图7（a）是实测的本案例中的风机电流和电压对应关系图从图上可以看出在电流0.11A～0.18A这个区间内风扇电机电压和电流关系为线性关系。

可得函数曲线如图7（b），可以看出y在D=0.9时，取得最小值4.25*10-4。

因此可以得到要满足风扇电机工作在DCM模式，储能电感需要由原来的1mH调整到425uH以下。

验证方案取150uH电感进行验证，测试波形图8（a）为0.9占空比时的二极管两端电压及电感电流波形图，图8（b）为0.45占空比时的二极管两端电压及电感电流波形图，由图可以看出150uH时能保证明风扇电机驱动电路工作在DCM模式。从图8（c）可以看出骚扰功率测试效果较好。

因此，确定在负载确定的情况下，调整电感大小可以保证电路工作在DCM模式，可以有效解决骚扰功率问题。

3.2 二极管处并联RC

如果不调整电感，BUCK电路仍工作在CCM模式，此时既然可以确定在续流二极管反向恢复时产生的谐振是噪声的主要产生源，考虑在二极管处并联RC吸收电路，以达到吸收谐振能量增大谐振阻尼的效果，等效电路图如图9（a）。取R=10Ω，C=1nF，测试波形如9（b）谐振基本消失，骚扰功率测试效果如9（c），效果较好。

因此，确定二极管并联RC电路以吸收谐振能量及增大阻尼可以有效解决骚扰功率问题。

3.3 减缓Mos导通时上升沿时间

本案例中未使用集成芯片内部Mos之前使用的是达林顿管，骚扰功率裕量充足，因此考虑对比达林顿和Mos驱动时两者的差异。

图10（a）、（b）为风扇电机buck电路使用达林顿0.9占空比时二极管两端电压及电流波形图，从图中可以看出达林顿管导通时上升沿时间明显比Mos管（参见图5（c）90%占空比二极管两端电压及二极管电流上升沿展开波形图（Mos））的长，导通的过程中相当于引入了一定阻尼，基本没有谐振产生。本案例中，因Mos集成在芯片内部不可以操作验证，从对比来看认为减缓Mos导通时上升沿时间，对解决本案例中的骚扰功率问题是有效的。

因此，从原理上讲考虑增大Mos栅极驱动电阻及GS间加电容对解决骚扰功率是有效果的，后续将要求集成芯片厂家调整Mos的驱动电路参数后再做验证。