一种改进型MOSFET隔离驱动电路研究

林 为

（佛山职业技术学院，广东 佛山 528137）

0 引 言

MOS型场效应管（MOSFET）和绝缘栅双极晶体管（IGBT）均属于电压控制型开关器件，具有开关速度快、功率容量大等优点，是各类开关电源常用的功率开关器件。这类器件的栅极驱动电路非常重要。驱动的好坏直接影响开关电源工作的性能指标（效率）、EMC特性以及可靠性。在开关电源高频化、开关频率不断升高（高达50 kHz甚至100 kHz）的背景下，对驱动电路和驱动信号要求更加严苛。

由于采用绝缘栅结构，这类器件的输入阻抗高，所需的静态驱动功率很小。但是，由于各电极之间存在寄生电容，在开通和关断过程中，驱动电路必须能够对寄生电容进行快速充电或放电，因而对驱动电路的驱动能力有较高要求[2]。例如，器件开通时要求驱动信号具有陡峭的上升沿，且应能提供足够大的电流对栅源极分布电容进行快速充电，确保器件快速开通，同时避免上升沿的高频振荡；关断时，驱动电路要求快速的下降沿且能提供尽可能低阻抗的通路供栅源极分布电容快速泄放电荷，确保器件快速关断。本文重点关注器件的关断过程。

MOSFET的关断特性主要取决于少子复合机理。当驱动栅极信号为0时，应设法使栅极电荷迅速被抽走，仅仅通过低阻抗通路泄放电荷不足以令开关器件迅速关断。最有效的方法是给栅极信号加上一个反向偏置电压。栅极反偏电压越高，开关器件关断越迅速，关断时间越短，关断损耗越低[3]。因此，为了最大限度减小开关损耗，MOSFET关断时，给栅极加上反向电压是驱动电路的主流要求。

1 目前的主流驱动方式

目前，MOSFET、IGBT的驱动方式通常有直接驱动、光耦隔离驱动、变压器隔离驱动以及专用IC驱动等。

直接驱动是将PWM信号直接或经缓冲放大器后直接送到MOSFET栅极进行驱动，线路简单。但是，驱动电路与功率开关管不隔离，容易产生干扰，存在安全隐患。为了给栅极加反向电压，必须设计正负两种电源，如图1所示。

图1 MOSFET直接驱动电路

光耦隔离驱动是将PWM信号经光耦隔离传输，再经放大后送到MOSFET的栅极进行驱动。这种电路比直接驱动复杂，但驱动电路与开关管隔离，具有抗干扰能力（但抗共模干扰能力较弱）。由于使用了光耦，它的信号延时较大[4]，速度慢（不适用于50 kHz及以上的频率），同时需要增加悬浮电源，如图2所示。

图2 光耦隔离驱动电路

专用IC驱动使用专用的集成电路模块，如TC4420、MIC4452、IR2110等，IC内部嵌入了光耦、放大器、过流保护等部件或模块，使用方便，电路简洁，但成本较高。图3是一种MOSFET驱动芯片的内部结构，output端可直接驱动MOSFET。

图3 一种MOSFET驱动芯片的内部结构

变压器隔离驱动，如图4所示。Q1为驱动管，PMW驱动信号从其基极输入，N1和N2分别是变压器的初级和次级，N3为变压器磁复位绕组，Q2为需要驱动的MOSFET。

图4 MOSFET变压器隔离驱动电路

R1为防止栅极电压高频震荡的阻尼电阻（相当于图1的Rg和图2的R3），R2既是驱动电路的模拟负载，也作为MOSFET关断时栅极电荷泄放回路。

2 变压器隔离驱动电路优缺点分析

图4所示的MOSFET变压器隔离驱动电路是一种正激式驱动电路，Q1关断时及关断后，变压器次级回路实际上形成次级绕组电感和Q2G-S分布电容之间的LC阻尼振荡，如图5所示（通常变压器漏感较小，防振铃电阻R1取值很小，可忽略不计）。

图5 Q1关断时变压器次级回路的等效电路

Q1关断时，储存在变压器（励磁线圈）的电流使N1的电压反向。此时，次级绕组N2的同名端相对异名端变负，Cgs电容以初始电流I0向电感L放电，其电压由+Vm下降到0时（请参照图6），流经L的电流由I0增至最大，R2的电流则由初始值降到0，此时Cgs储存的能量全部转移到L；之后，L反方向对Cgs充电，R2电流反向增长，当L电流减小到与R2反向电流一样时，电容充电完成，达到负压最大值-V1；然后，Cgs再次反过来向L放电，电压（负压）逐步上升，直到下一周期开始。由于Q1关断时次级有电流通路，去磁电路（图4中的二极管D和N3）能否导通起作用，将视Cgs负压最大值（-V1）对应的N3电压而定。如果对应的N3电压达到或超过（15+0.7） V，则D导通、去磁电路起作用，此时Vgs将被钳位在-V1一段时间，直到去磁绕组N3的电流降到0，然后逐步上升到-V2（绝对值下降），下周期开始Cgs两端的电压变化曲线如图6（a）所示。如果对应的N3电压未达到（15+0.7） V，则去磁电路不起作用，磁化电流通过次级回路进行去磁，Vgs直接上升到-V2（绝对值下降），下周期开始，如图6（b）所示。

图6 Vgs电压变化曲线

显然，Q1关断瞬间Cgs初次放电的放电电流对应励磁电流的最大值。在变压器、R1、R2和Q2相同的情况下，驱动信号占空比越大，Q1关断瞬间的励磁电流越大，Cgs放电电流越大，电压下降的速度越快（t1、t2越小），负压（-V1）越大；反之，占空比越小，G-S电压下降的速度越慢，负压越小，甚至无法令去磁电路导通，将导致MOSFET关断速度明显变慢。仿真结果也证实这个结论。

可见，图4所示的变压器耦合驱动电路结构简单可靠，能实现驱动电路和功率主回路隔离，速度快，抗共模能力强，只需单电源即可提供Q2导通时所需的正压和关断时所需的负压。但是，该电路存在以下缺陷：（1）隔离变压器次级需要一个假负载R2，增加损耗；（2）当驱动信号占空比较小（脉宽较窄）时，将导致MOSFET栅极的关断速度变慢。文献[1]提到，不同占空比时，实测的MOSFET关断时间toff（驱动电压从10 V下降到0 V的时间，相当于图6的t1时间），如表1所示。

表1 不同占空比时toff的变化情况

3 改进型MOSFET隔离驱动电路

如图7所示，PWM控制信号从Q1基极加入，当控制信号为正脉冲时，Q1导通，变压器绕组Np和Ns的同名端为正，Q3（MOSFET）获得正向驱动电压而导通。此时，Ns异名端为负，Q2截止，D2导通。驱动电压通过MOSFET的G-S极、D2和Ns向电容C充电，极性为左负右正。当驱动信号为0时，Q1关断，储存在变压器（励磁线圈）的电流使Np的电压反向，此时所有初次级绕组的同名端相对异名端为负，MOSFET关断，D2反偏截止，Q2正偏导通。电容C在MOSFET导通期间充电，获得的电压Vc被反向加在MOSFET的G-S之间，栅极电荷经过Q2泄放，使MOSFET迅速关断。同时，Ns上的反压也通过R2反向加在MOSFET的G-S之间，促进MOSFET关闭。

图7 改进型驱动电路示意图

与图4的驱动电路相比，图7的改进型电路有两个显著优势：

（1）利用电容C在MOSFET导通期间储存能量，关断时将C两端的电压反向加到MOSFET的G-S极形成反偏电压，可有效克服图4电路在驱动信号占空比小的情况下G-S电压下降速度慢、负压偏小而导致MOSFET关断速度变慢的问题。在窄驱动脉冲的情况下，该电路也能确保MOSFET可靠关断，减小关断损耗。此外，本电路也无需额外设置负电源。

（2）电阻R2既起到加速MOSFET关断的作用，又不会引起损耗。

4 结 语

本文从MOSFET驱动电路的要求出发，重点分析了传统MOSFET变压器隔离驱动电路在驱动信号关断时的工作过程，指出该电路存在一个明显缺点：在驱动信号占空比较小的情况下，Vgs下降速度慢，负压偏小，会导致MOSFET关断速度变慢，增加损耗。针对这一问题，文章介绍了一种改进型驱动电路，在驱动脉宽较窄（占空比较小）的情况下，能维持必要的栅极反向偏置电压，确保MOSFET快速可靠关断，减小关断损耗。此外，该电路也适用于IGBT开关器件，可广泛用于各类开关电源，包括交直流变换器、变频器、不间断电源等领域。