LLC谐振变换通信电源限流态问题分析

2018-09-23包尔恒

通信电源技术 2018年7期

包尔恒

（广东水利电力职业技术学院，广东广州510925）

0 引言

在宽范围输出电压开关电源设计中［1，2］，LLC 谐振变换器需要相应宽范围变化的开关频率。高变换效率设计中，在特定的谐振电感、励磁电感和谐振电容取值下［3，4］，需要的开关频率会更高（频率－增益特性曲线比较平坦）。LLC谐振变换器在宽电压范围输出特定状态将工作在开关频率fs高于谐振频率fr的模式。该模式下开关管关断电流不再是励磁电流而是谐振电流，特定工作条件下开关管有可能在谐振电流峰值处关断而引发大的开关损耗和高的开关管温度。本文就该状态下变换器的工作模态进行分析，测试了关断电流并提出解决方案。

1 LLC谐振变换器fs＞fr工作模态分析

以某30 A通信电源模块为例，模块后级直流－直流变换部分采用半桥LLC谐振变换拓扑（图1），其输入为PFC输出电压400 VDC，输出电压36～58 V可调。本文研究基于NCP1397模拟控制［5］，考虑最高开关频率的限制，采用限流态电压低于36 V时关机的方案。

工作频率fs高于谐振频率fr时，谐振电流、励磁电流和谐振电容电压正方向假设如图1，电路的工作状态分析如下。

模态1（t0～t1）：如图2所示，在t0时刻将Q2关断，谐振电感电流不能突变，负向谐振电流给下管Q2的结电容C2充电、上管Q1的结电容C1放电，充放电的结果：UC2＝Ui、UC1＝0，上管 Q1的体二极管D1导通续流谐振电感电流。D1导通后，Q1的UDS电压为零，在谐振电流过零变正之前，驱动开关Q1，可以实现Q1的零电压开通（ZVS）。当D1导通后，负向谐振电感电流绝对值在输入电压的作用下迅速减小，相应副边整流二极管DR2的电流iDR2迅速减小，在输出反射电压nUo的作用下，励磁电感电流im的绝对值线性增加。

图1 半桥LLC主电路

图2 fs＞fr模式工作过程时序

在t1时刻谐振电流ir的绝对值减小到和励磁电流im的绝对值相等，此时副边整流二极管DR2电流过零关断。该模态的电路工作状态如图3所示。

图3 模态1

模态2（t1～t2）：t1时刻，谐振电感电流等于励磁电感电流。从t1开始，负向谐振电感电流数值上小于负向励磁电流，从图4所示励磁电流和谐振电流方向可知，副边整流二极管DR2关断、DR1导通，励磁电感端电压被输出反射电压箝位为nUo，励磁电流绝对值大于谐振电流绝对值，其差值为折算到原边的负载电流。在t2时刻，谐振电流从之前的负方向谐振到零（此时励磁电流仍为负向）。

图4 模态2

模态3（t2～t3）：该模态下谐振电流ir过零变正，并以正弦形式流经上管Q1，励磁电感电流im也是线性上升过零并变正，副边整流二极管DR1继续导通，谐振电流和励磁电流之间的差值折算到副边为负载电流。在t3时刻，上管Q1关断，电路工作模式和t0时刻下管Q2关断时同理。

图5 模态3

2 分析、实验及解决措施

2.1 分析与实验

通过上述的工作模态分析，fs＞fr工作模态下MOSFET关断电流不再是fs≤fr模态时的励磁电流，这时关断电流为谐振电流。随着输出电压的降低开关频率升高，同时，MOSFET关断电流增大甚至有可能在谐振峰值电流处关断，导致开关管关断损耗大大增加进而引发过高的开关管温升。图6为实际测试的某限流点电流波形（Ch1：下管MOSFET驱动波形Ch2：Lr电流波形），开关频率达到330 kHz，MOSFET关断电流接近谐振峰值电流，实测该状态下开关管壳温接近110℃。在实际产品开发过程中，该状态开关管温升往往由于较小的输出功率而不够重视。